Högeffekt DC till DC-omvandlare - 12 V till 30 V variabel

Inlägget förklarar hur man skapar en högeffekt DC till DC boost-omvandlare krets som kommer att öka en 12 V DC till vilken högre nivå som helst upp till 30 V maximalt och med en strömstyrka på 3 amp. Denna höga strömeffekt kan förbättras ytterligare genom att på lämpligt sätt uppgradera specifikationerna för induktorns trådmätare.

En annan stor egenskap hos denna omvandlare är att utgången kan varieras linjärt genom en potentiometer, från det minsta möjliga området till det maximala området.

Induktion

DC-DC-omvandlare avsedda för öka bilbatterispänningen konfigureras ofta kring en strömförsörjning (SMPSU) eller en multivibrator som driver en transformator.

Effektomvandlaren som beskrivs i den här artikeln använder enheten TL 497A integrerad krets från Texas Instruments . Denna speciella IC underlättar utmärkt spänningsreglering med minimalt utgångsbrus för att uppnås ganska bekvämt och säkerställer också hög omvandlingsprestanda.

Hur kretsen fungerar

Omvandlaren som beskrivs här använder en flyback-topologi . Flyback-teorin verkar vara den mest lämpliga och funktionella tekniken för att få en omedelbar utspänning som härrör från en lägre direktinspänning.

Huvudomkopplingskomponenten i omvandlaren är faktiskt en SIPMOS-transistor T1 (se fig. 1). Under dess ledningsperiod ökar strömmen som passerar genom L1 exponentiellt med tiden.

Under omkopplingscykelns PÅ-tid lagrar induktorn den inducerade magnetiska energin.

Så snart transistorn stängs av, återställer induktorn den lagrade magnetiska energin och omvandlar den till en elektrisk ström över den anslutna belastningen via D1.

Under denna procedur är det avgörande att se till att transistorn fortsätter att stängas AV under perioden medan magnetfältet på induktorn sönderfaller till noll.

Om detta tillstånd inte genomförs, stiger strömmen via induktorn upp till mättnadsnivån. En lavineffekt resulterar därefter i att strömmen maximerar sig ganska snabbt.

Den relativa transistorstyrningens PÅ-tid, eller driftsfaktorn, bör därför inte tillåtas komma till enhetsnivån. Den maximalt tillåtna arbetsfaktorn bygger på olika andra aspekter kring utgångsspänningen.

Detta beror på att den bestämmer den sönderfallande hastigheten för magnetfältets styrka. Den högsta uteffekten som kan uppnås från omvandlaren bestäms av den högsta tillåtna toppströmmen som behandlas av induktorn och omkopplingsfrekvensen för drivsignalen.

De begränsande elementen här är i första hand mättnadens ögonblick och induktans maximala toleranta värden för kopparförlusterna, liksom toppströmmen via omkopplingstransistorn (glöm inte att en spik med en specifik elektrisk energinivå kommer till utgången under varje omkoppling puls).

Använda IC TL497A för PWM

Arbetet med denna IC är ganska icke-traditionell, vilket kan förstås från en kort förklaring nedan. Till skillnad från konventionell fast frekvensimplementering, variabel belastningsfaktor-SMPSU-styrenhet IC, är TL497A certifierad som en fast, justerbar frekvensanordning i tid.

Därför regleras arbetsfaktorn genom frekvensjustering för att säkerställa en jämn utspänning.

Detta tillvägagångssätt förverkligar en ganska enkel krets, vilket ändå ger nackdelen med att omkopplingsfrekvensen uppnår ett lägre område som kan höras för det mänskliga örat för belastningar som arbetar med lägre ström.

I verkligheten blir omkopplingsfrekvensen under 1 Hz när belastningen har tagits bort från omvandlaren. De långsamma klick hörs på grund av laddningspulserna anslutna till utgångskondensatorerna för att hålla en fast utspänning.

När ingen belastning är ansluten tenderar utgångskondensatorerna, uppenbarligen, att urladdas gradvis genom spänningsavkänningsmotståndet.

Den interna oscillatorn i tid för IC TL497A är konstant och bestäms av C1. Oscillatorn kan inaktiveras på tre sätt:

• 1: a, när spänningen på stift 1 ökar utöver referensspänningen (1,2 V)
• 2: a, när induktansströmmen överstiger ett specifikt högsta värde
• Och tredje, med hjälp av inhiberingsingången (även om den inte används i denna krets).

I den vanliga arbetsprocessen tillåter den interna oscillatorn att koppla T1 på ett sådant sätt att induktorströmmen ökar linjärt.

När T1 stängs av, sparkas den magnetiska energi som ackumuleras inuti induktorn tillbaka över kondensatorn som laddas genom denna tillbaka-emf-energi.

Utgångsspänningen, tillsammans med stift 1-spänningen på IC TL497A, går upp något vilket gör att oscillatorn inaktiveras. Detta fortsätter tills utspänningen har sjunkit till någon betydligt lägre nivå. Denna teknik utförs på ett cykliskt sätt, vad beträffar teoretiskt antagande.

I ett arrangemang som använder faktiska komponenter är dock spänningsökningen som induceras med laddning av kondensatorerna i ett enda oscillatorintervall faktiskt så liten att oscillatorn förblir aktiverad tills induktansströmmen uppnår det högsta värdet, bestämt av komponenterna R2 och R3 (spänningsfallet runt R1 och R3 är vanligtvis 0,7 V vid denna punkt).

Den stegvisa ökningen av strömmen som indikeras i fig. 2b beror på oscillatorns signalfaktor som råkar vara högre än 0,5.

Så snart den uppnådda optimala strömmen har uppnåtts, deaktiveras oscillatorn, vilket gör att induktorn kan överföra sin energi över kondensatorerna.

I denna speciella situation stiger utspänningen till en storlek som är bara hög för att säkerställa att oscillatorn stängs AV med hjälp av IC-stift 1. Utgångsspänningen faller nu snabbt, så att en ny laddningscykel kan starta och upprepa proceduren.

Tyvärr kommer de ovan beskrivna omkopplingsförfarandena att kombineras med relativt stora förluster.

I en verklig implementering kan detta problem åtgärdas genom att ställa in tid (via C1) tillräckligt hög för att säkerställa att strömmen genom induktorn aldrig sträcker sig till den högsta nivån i ett enda oscillatorintervall (se fig. 3).

Åtgärden i sådana fall kan vara införlivandet av en luftkärnad induktor som har en rimligt minimal självinduktans.

Waveform Charateristics

Timingdiagrammen i figur 3 visar signalvågformer på nyckelfaktorerna från kretsen. Huvudoscillatorn inuti TL497A fungerar med en reducerad frekvens (under I Hz när det inte finns någon belastning vid omvandlarutgången).

Den momentana tiden under tillkoppling, indikerad som den rektangulära pulsen i figur 3a, beror på värdet på kondensatorn Cl. Avstängningstiden bestäms av lastströmmen. Under tidsomkopplingen kopplar transistorn T1 PÅ vilket gör att induktorströmmen ökar (fig. 3b).

Under avstängningsperioden efter strömpulsen fungerar induktorn som en strömkälla.

TL497A analyserar den dämpade utspänningen vid stift 1 med sin interna referensspänning på 1,2 V. Om den uppskattade spänningen är lägre än referensspänningen är T1 förspänd hårdare så att induktorn lagrar energin tillräckligt.

Denna upprepade laddnings- och urladdningscykel utlöser en viss krusningsspänning över utgångskondensatorerna (fig. 3c). Återkopplingsalternativet möjliggör justering av oscillatorfrekvensen för att säkerställa bästa möjliga kompensation av spänningsunderskott orsakade av lastströmmen.

Timingpulsdiagrammet i fig. 3d avslöjar väsentlig rörelse hos avloppsspänningen på grund av induktans relativt höga Q (kvalitets) faktor.

Även om de svängande krusningssvängningarna vanligtvis inte påverkar den vanliga funktionen för denna DC till DC-omvandlare, kan dessa undertryckas med hjälp av ett parallellt 1 k motstånd över induktorn.

Praktiska överväganden

Normalt utvecklas en SMPS-krets för att uppnå maximal utström istället för vilande utström.

Hög effektivitet tillsammans med en stadig utgångsspänning tillsammans med minimala krusningar är dessutom de viktigaste designmålen. På det hela taget ger lastregleringsfunktionerna för en flyback-baserad SMPS knappast någon anledning till oro.

Under varje omkopplingscykel justeras på / av-förhållandet eller arbetscykeln i förhållande till belastningsströmmen, så att utspänningen fortsätter att vara relativt stabil trots stora belastningsströmfluktuationer.

Scenariot verkar något annorlunda när det gäller den allmänna effektiviteten. En stegkonverterare baserad på flyback-topologin producerar vanligtvis ganska stora strömspikar, vilket kan utlösa betydande energiförluster (glöm inte att effekten ökar exponentiellt när strömmen ökar).

I verklig drift ger dock den rekommenderade högeffekts-likströmsomvandlare-kretsen en total effektivitet som är bättre än 70% med optimal utgångsström, och det ser ganska imponerande ut med avseende på enkelhet i layouten.

Detta kräver följaktligen att den drivs till mättnad, vilket leder till en rimligt förlängd avstängningstid. Ju mer tid det tar för transistorn att stänga av induktansströmmen, desto mindre blir designens allroundeffektivitet.

På ett ganska okonventionellt sätt byts MOSFET BUZ10 genom oscillatortestutgångens stift 11 istället för den interna utgångstransistorn.

Dioden D1 är ännu en viktig komponent i kretsen. Nödvändigheterna för denna enhet är en potential att uthärda höga strömtoppar och trög framåtfall. Typ B5V79 uppfyller alla dessa krav och bör inte ersättas med någon annan variant.

Om vi ​​går tillbaka till huvudkretsschemat i fig. 1, måste det noggrant noteras att strömhöjder på 15-20 A i allmänhet inte är onormala i kretsen. För att undvika problem som utvecklas med batterier som har ett förhållandevis högre internt motstånd, införs kondensator C4 som en buffert vid omvandlarens ingång.

Med tanke på att utgångskondensatorerna laddas av omvandlaren via snabba, pulser som strömspikar, är ett par kondensatorer anslutna parallellt för att säkerställa att kör-kapacitet förblir så minimal som möjligt.

DC till DC-omvandlaren har faktiskt inte kortslutningsskydd. Kortslutning av utgångsterminalerna blir precis som kortslutning av batteriet genom D1 och L1. Självinduktansen hos L1 kanske inte är tillräckligt hög för att begränsa strömmen under den period som krävs för att möjliggöra en säkring att blåsa.

Induktor Konstruktionsdetaljer

L1 skapas genom att linda 33 och halv varv emaljerad koppartråd. Figur 5 visar proportionerna. Majoriteten av företagen tillhandahåller emaljerad koppartråd över en ABS-rulle, som vanligtvis fungerar som den förra för att bygga induktorn.

Borra ett par 2 mm hål i underkanten för att glida induktansledningarna. Ett av hålen kommer att vara nära cylindern medan det andra på den yttre omkretsen av den förra.

Det kan inte vara användbart att överväga tjock tråd för att konstruera induktorn på grund av fenomenet med hudeffekt som orsakar förskjutning av laddningsbärare längs trådens yttre yta eller trådens hud. Detta bör utvärderas med hänsyn till storleken på frekvenser som används i omvandlaren.

För att garantera ett minimalt motstånd inom den nödvändiga induktansen rekommenderas det att arbeta med ett par ledningar med 1 mm diameter eller till och med 3 eller 4 ledningar med en diameter på 0,8 mm.

Cirka tre 0,8 min ledningar gör att vi kan få en total dimension som kan vara ungefär identisk med två 1 mm ledningar, men ändå ger en effektiv 20% högre yta.

Induktorn är tätt lindad och kan förseglas med en lämplig harts eller epoxibaserad förening för att kontrollera eller undertrycka det hörbara brusläckaget (kom ihåg att driftsfrekvensen ligger inom det hörbara området).

Konstruktion och inriktning

Det kretskort eller PCB-design som är avsedd för den föreslagna DC-omvandlarkretsen med hög effekt presenteras nedan.

Flera konstruktionsfaktorer måste ha några överväganden. Motstånden R2 och R3 kan bli ganska heta och bör därför installeras några få höjder ovanför PCB-ytan.

Den maximala strömmen som rör sig med dessa motstånd kan nå så stora som 15 A.

Power-FET blir också väsentligt het och kräver en kylfläns av rimlig storlek och standardglimmerisoleringssatsen.

Dioden kan eventuellt fungera utan att svalna, men den kan helst klämmas fast över en vanlig kylfläns som används för kraft-FET (kom ihåg att isolera enheterna elektriskt). Medan den fungerar normalt kan induktorn visa upp en hel del uppvärmning.

Tunga kontakter och kablar bör ingå vid ingången och utgången på denna omvandlare. Batteriet skyddas med en 16 A säkring med fördröjd åtgärd införd i ingångsförsörjningslinjen.

Akta dig för det faktum att säkringen inte ger någon form av skydd för omvandlaren under utgående kortslutningar! Kretsen är ganska enkel att installera och kan göras på följande sätt:

Justera R1 för att uppnå den avsedda utspänningen som inte går mellan 20 och 30 V. Utgångsspänningen kan minskas under detta, men får inte vara mindre än ingångsspänningen.

Detta kan göras genom att sätta in ett mindre motstånd i stället för R4. Den högsta utgångsströmmen kan förväntas vara cirka 3 A.

Dellista