Hur man utformar en Flyback Converter - omfattande handledning

En flyback-konfiguration är den föredragna topologin i SMPS-applikationsdesign, främst eftersom den garanterar fullständig isolering av utgångs-DC från ingångsnätet. Andra funktioner inkluderar låga tillverkningskostnader, enklare design och okomplicerad implementering. DCM-versionen med låg ström av flyback-omvandlare som inkluderar utgångsspecifikation lägre än 50 watt används mer än de större motsvarigheterna med hög ström.

Låt oss lära oss detaljerna med en omfattande förklaring genom följande stycken:

Omfattande designguide för offline-fast frekvens DCM Flyback Converter

Flyback-operationer: DCM och CCM

Nedan ser vi den grundläggande schematiska designen av en flyback-omvandlare. Huvudavsnitten i denna design är transformatorn, omkopplingseffekten mosfet Q1 på primärsidan, brygglikriktaren vid sekundärsidan D1, en filterkondensator för utjämning utsignalen från Dl och ett PWM-styrsteg som kan vara en IC-styrd krets.

Denna typ av flyback-design kan ha en CCM (kontinuerlig ledningsläge) eller DCM (Diskontinuerlig ledningsläge) för drift baserat på hur kraften MOSFET T1 är konfigurerad.

I grund och botten har vi i DCM-läge lagrat hela den elektriska energin i transformatorns primäröverföring över sekundärsidan varje gång MOSFET stängs av under dess omkopplingscykler (även kallad återgångsperiod), vilket leder till att den primära sidoströmmen når en nollpotential innan T1 kan slå PÅ igen i sin nästa omkopplingscykel.

I CCM-läget får inte den elektriska energin som lagras i primären möjligheten att bli helt överförd eller inducerad över sekundärområdet.

Detta beror på att var och en av de efterföljande omkopplingspulserna från PWM-styrenheten slår PÅ T1 innan transformatorn har överfört sin fulla lagrade energi till belastningen. Detta innebär att återgångsströmmen (ILPK och ISEC) aldrig får nå nollpotentialen under var och en av omkopplingscyklerna.

Vi kan se skillnaden mellan de två driftsätten i följande diagram genom de aktuella vågformsmönstren över transformatorns primära och sekundära sektion.

Både DCM- och CCM-lägen har sina specifika fördelar, vilket kan läras av följande tabell:

Jämfört med CCM kräver DCM-läge kretsen högre nivåer av toppström för att säkerställa optimal effekt över transformatorns sekundära sida. Detta kräver i sin tur att den primära sidan ska klassificeras vid högre RMS-ström, vilket innebär att MOSFET måste klassificeras vid det angivna högre intervallet.

I fall där konstruktionen måste byggas med begränsat utbud av ingångsström och komponenter, väljs vanligtvis ett CCM-läge fyback, vilket gör att konstruktionen kan använda relativt mindre filterkondensator och lägre ledningsförlust på MOSFET och transformatorn).

CCM blir gynnsamt för förhållanden där ingångsspänningen är lägre, medan strömmen är högre (över 6 ampere), konstruktioner som kan klassas för att arbeta med över 50 watt effekt , med undantag för utgångar vid 5V, varvid effektspecifikationen kan vara lägre än 50 watt.

Bilden ovan indikerar det aktuella svaret på den primära sidan av flyback-lägena och motsvarande förhållande mellan deras triangulära och trapesformade vågformer.

IA på den triangulära vågformen indikerar den minimala initialiseringspunkten som kan ses som noll, i början av PÅ-perioden för MOSFET, och också en högre strömtoppnivå som kvarstår i den primära lindningen av transformator vid tiden tills MOSFET slås PÅ igen, under CCM-driftläget.

IB kan uppfattas som målpunkten för den aktuella storleken medan mosfet brytaren är PÅ (Tonintervall).

Det normaliserade strömvärdet IRMS kan ses som funktionen för K-faktorn (IA / IB) över Y-axeln.

Detta kan användas som multiplikator närhelst resistiva förluster måste beräknas för ett antal vågformer med referens till en trapesformad vågform med en platt övre vågform.

Detta visar också de extra oundvikliga likströmsledningsförlusterna hos transformatorlindningen och transistorerna eller dioderna som en strömvågformfunktion. Med hjälp av dessa råd kan konstruktören förhindra så lediga som 10 till 15% ledningsförluster med en sådan välberäknad konverterarkonstruktion.

Med tanke på ovanstående kriterier kan det bli betydande avgörande för applikationer som är utformade för att hantera höga RMS-strömmar och kräver en optimal effektivitet som nyckelfunktioner.

Det kan vara möjligt att eliminera de extra kopparförlusterna, även om det kan kräva en formidabel kärnstorlek för att rymma det väsentliga större lindningsfönsterområdet, i motsats till situationer där endast kärnspecifikationerna blir avgörande.

Som vi hittills har förstått möjliggör ett DCM-driftsätt användning av en transformator av lägre storlek, har större övergående svar och fungerar med minimala omkopplingsförluster.

Därför rekommenderas detta läge för flyback-kretsar som anges för högre utspänningar med relativt lägre ampere krav.

Även om det kan vara möjligt att utforma en flyback-omvandlare för att arbeta med DCM- och CCM-lägen, måste en sak komma ihåg att denna övergångsfunktion under övergången från DCM till CCM-läge förvandlas till en 2-polig operation, vilket ger upphov till låg impedans för omvandlaren.

Denna situation gör det viktigt att införliva ytterligare designstrategier, inklusive olika slingor (feedback) och lutningskompensation i förhållande till det inre strömslingan. Praktiskt taget innebär detta att vi måste se till att omvandlaren huvudsakligen är utformad för ett CCM-läge, men ändå kan arbeta med DCM-läge när lättare belastningar används vid utgången.

Det kan vara intressant att veta att med avancerade transformatormodeller kan det bli möjligt att förbättra en CCM-omvandlare genom renare och lättare belastningsreglering, såväl som hög korsreglering över ett brett spektrum av belastning genom en steg-gap-transformator.

I sådana fall tvingas ett litet kärngap genom att införa ett externt element, såsom ett isoleringstejp eller papper, för att initialt inducera hög induktans och även möjliggöra CCM-drift med lättare belastningar. Vi kommer att diskutera detta utförligt en annan gång mina efterföljande artiklar.

Med så mångsidiga DCM-lägesegenskaper blir det ingen överraskning att det är det populära valet när det behövs en problemfri, effektiv och lågeffektiv SMPS för att utformas.

I det följande lär vi oss steg-för-steg-instruktionerna för hur man utformar en DCM-läge-flyback-omvandlare.

DCM Flyback Design-ekvationer och sekventiella beslutskrav

Steg 1:
Bedöma och uppskatta dina designkrav. Allt SMPS-design måste börja med att utvärdera och bestämma systemspecifikationerna. Du måste definiera och tilldela följande parametrar:

Vi vet att effektivitetsparametern är den avgörande som måste bestämmas först, det enklaste sättet är att sätta sig in är att sätta ett mål på cirka 75% till 80%, även om din design är en lågkostnadsdesign. Kopplingsfrekvensen betecknad som

Fsw måste i allmänhet äventyras samtidigt som man får det bästa av transformatorstorlek och förluster som uppstår på grund av omkoppling och EMI. Vilket antyder att man kan behöva bestämma en omkopplingsfrekvens minst 150 kHz. Vanligtvis kan detta väljas mellan ett område på 50 kHz och 100 kHz.

Vidare, om mer än en utgång krävs för att inkludera för konstruktionen, måste det maximala effektvärdet Pout justeras som det kombinerade värdet för de två utgångarna.

Du kanske tycker är intressant att veta att fram till nyligen har de mest populära konventionella SMPS-designen haft mosfet och PWM-omkopplingsregulator som två olika isolerade steg, integrerade tillsammans över en PCB-layout, men nuförtiden i moderna SMPS-enheter kan dessa två steg hittas inbäddade i ett paket och tillverkas som enstaka IC.

Huvudsakligen är parametrarna som vanligtvis beaktas vid utformning av en flyback SMPS-omvandlare 1) Applikationen eller belastningsspecifikationerna, 2) Kostnad 3) Standby-effekt och 4) Ytterligare skyddsfunktioner.

När inbyggda IC används, blir det vanligtvis mycket lättare, eftersom det bara kräver att transformatorn och några externa passiva komponenter ska beräknas för att utforma en optimal flyback-omvandlare.

Låt oss gå in i detaljerna om berörda beräkningar för att designa en svag SMPS.

Beräkning av ingångskondensator Cin och ingångs DC-spänningsområde

Beroende på ingångsspänning och effektspecifikationer kan standardregeln för att välja Cin, som också kallas en DC-länkkondensator, läras av följande förklaringar:

För att säkerställa ett brett driftsområde kan ett värde på 2uF per watt eller högre väljas för en likströmslänkkondensator, vilket gör att du kan ha ett bra kvalitetsintervall för denna komponent.

Därefter kan det krävas att bestämma den minsta likspänningen som kan erhållas genom att lösa:

Där urladdningen blir arbetsförhållandet för DC-länkkondensatorn, vilket kan vara ungefär 0,2

I figuren ovan kan vi visualisera DC-länk kondensatorns spänning. Som visat uppstår ingångsspänningen under maximal uteffekt och minsta ingångs AC-spänning, medan den maximala DC-ingångsspänningen uppstår under minsta ingångseffekt (frånvaro av belastning) och under maximal ingångs växelspänning.

Under inga belastningsförhållanden kan vi se en maximal DC-ingångsspänning, under vilken kondensatorn laddas vid toppnivån för AC-ingångsspänningen, och dessa värden kan uttryckas med följande ekvation:

Steg 3:

Utvärdering av Flyback-inducerad spänning VR och maximal spänning på MOSFET VDS. Den Flyback-inducerade spänningen VR kan förstås som den spänning som induceras över transformatorns primära sida när mosfet Q1 är i avstängt tillstånd.

Ovanstående funktion påverkar i sin tur maximalt VDS-betyg för mosfet, vilket kan bekräftas och identifieras genom att lösa följande ekvation:

Var, Vspike är spänningspiken som genereras på grund av transformatorläckinduktans.

Till att börja med kan en 30% Vspike ut ur VDSmax tas.

Följande lista berättar hur mycket reflekterad spänning eller inducerad spänning som kan rekommenderas för en 650V till 800V MOSFET, och med ett initialt gränsvärde VR lägre än 100V för ett förväntat stort ingångsspänningsområde.

Att välja rätt VR kan vara ett fynd mellan spänningsnivån över sekundärlikriktaren och de primära sidospecifikationerna.

Om VR väljs mycket högt genom ett ökat svängförhållande, skulle det ge upphov till en större VDSmax, men en lägre nivå av spänningsspänning på sekundärdioden.

Och om VR väljs för litet genom ett mindre svängningsförhållande skulle VDSmax bli mindre, men skulle leda till en ökning av spänningsnivån på sekundärdioden.

En större primärsida VDSmax garanterar inte bara lägre spänningsnivå på sekundärdiod och minskning av primärström, utan kommer också att möjliggöra en kostnadseffektiv konstruktion att implementeras.

Flyback med DCM-läge

Hur man beräknar Dmax beroende på Vreflected och Vinmin

En maximal arbetscykel kan förväntas vid instanser av VDCmin. För denna situation kan vi utforma transformatorn längs tröskelvärdena för DCM och CCM. I detta fall kan arbetscykeln presenteras som:

Steg 4:

Hur man beräknar primär induktansström

I detta steg kommer vi att beräkna primär induktans och primär toppström.

Följande formler kan användas för att identifiera primär toppström:

När ovanstående har uppnåtts kan vi fortsätta och beräkna den primära induktansen med hjälp av följande formel, inom de maximala arbetscykelgränserna.

Försiktighet måste iakttas när det gäller flyback, det får inte gå in i CCM-läge på grund av någon form av överbelastningsförhållanden, och för denna maximala effektspecifikation bör man överväga när Poutmax beräknas i ekvation # 5. Det nämnda tillståndet kan också uppstå om induktansen ökar över Lprimax-värdet, så notera dessa.

Steg 5 :

Hur man väljer optimal kärnkvalitet och storlek:

Det kan se ganska skrämmande ut när du väljer rätt kärnspecifikation och struktur om du utformar en flyback för första gången. Eftersom detta kan involvera ett betydande antal faktorer och variabler som ska övervägas. Några av dessa som kan vara avgörande är kärngeometrin (t.ex. EE-kärna / RM-kärna / PQ-kärna etc), kärndimensionen (t.ex. EE19, RM8 PQ20 etc) och kärnmaterialet (t.ex. 3C96. TP4, 3F3 etc).

Om du inte vet hur du ska gå vidare med ovanstående specifikationer kan ett effektivt sätt att motverka detta problem vara att hänvisa till standard kärnval guide av kärntillverkaren, eller så kan du också ta hjälp till följande tabell som ungefär ger dig standarddimensionerna när du designar en 65 kHz DCM-flyback, med hänvisning till uteffekten.

När du väl är klar med valet av kärnstorlek är det dags att välja rätt spole, som kan förvärvas enligt kärndatabladet. Ytterligare egenskaper hos spolen såsom antal stift, PCB-montering eller SMD, horisontell eller vertikal positionering kan alla dessa behöva betraktas som den föredragna designen

Kärnmaterialet är också avgörande och måste väljas baserat på frekvens, magnetisk flödestäthet och kärnförluster.

Till att börja med kan du prova varianter med namnet 3F3, 3C96 eller TP4A, kom ihåg att namnen på tillgängligt kärnmaterial kan vara olika för identiska typer beroende på tillverkningen.

Hur man beräknar minsta primära svängningar eller lindning

Där termen Bmax betyder driftens maximala flödestäthet, Lpri berättar om den primära induktansen, Ipri blir den primära toppströmmen, medan Ae identifierar tvärsnittsarean för den valda kärntypen.

Det måste komma ihåg att Bmax aldrig får överstiga den mättande flödestätheten (Bsat) som anges i databladet för kärnmaterialet. Du kan hitta små avvikelser i Bsat för ferritkärnor beroende på specifikationer som materialtyp och temperatur men en majoritet av dessa kommer att ha ett värde nära 400mT.

Om du inte hittar några detaljerade referensdata kan du gå med en Bmax på 300mT. Även om valet av högre Bmax kan hjälpa till med minskat antal primärvarv och lägre ledning kan kärnförlusten öka avsevärt. Försök att optimera mellan värdena för dessa parametrar, så att både kärnförlust och kopparförlust hålls inom acceptabla gränser.

Steg 6:

Hur man beräknar antalet varv för den primära sekundära utgången (Ns) och diverse extrautgångar (Naux)

För att bestäm sekundärsvängningarna vi måste först hitta svängförhållandet (n), som kan beräknas med hjälp av följande formel:

Där Np är de primära varvena, och Ns är det sekundära antalet varv, betyder Vout utspänningen och VD berättar om spänningsfallet över sekundärdioden.

För att beräkna varv för hjälputgångarna för ett önskat Vcc-värde kan följande formel användas:

En extralindning blir avgörande i alla flyback-omvandlare för att leverera den initiala starttillförseln till styr-IC. Denna VCC-matning används normalt för att driva omkopplings-IC på primärsidan och kan fixeras enligt det värde som anges i databladet för IC. Om beräkningen ger ett icke-heltal, avrundar du det helt enkelt med det övre helvärdet strax ovanför detta icke-heltal.

Hur man beräknar trådstorleken för vald utlindning

För att korrekt beräkna trådstorlekarna för flera lindningar måste vi först ta reda på RMS-strömspecifikationen för den enskilda lindningen.

Det kan göras med följande formler:

Som utgångspunkt kan en strömtäthet på 150 till 400 cirkulära mil per ampere användas för att bestämma trådens mätare. Följande tabell visar referensen för att välja lämplig trådmätare med 200M / A enligt RMS-aktuella värde. Det visar dig också trådens diameter och grundisolering för en mängd olika super emaljerade koppartrådar.

Steg 8:

Med tanke på konstruktionen av transformatorn och lindning design Iteration

Efter att du har bestämt de ovan diskuterade transformatorparametrarna blir det avgörande att utvärdera hur man passar tråddimensionen och antalet varv inom den beräknade transformatorns kärnstorlek och den angivna spolen. För att få detta rätt optimalt kan flera iteration eller experiment krävas för att optimera kärnspecifikationen med hänvisning till trådmätare och antalet varv.

Följande bild visar lindningsområdet för en given EE-kärna . Med hänvisning till den beräknade trådtjockleken och antalet varv för den enskilda lindningen kan det vara möjligt att ungefär uppskatta om lindningen passar det tillgängliga lindningsområdet (w och h) eller inte. Om lindningen inte rymmer kan en av parametrarna av antalet varv, trådmätare eller kärnstorlek eller mer än 1 parameter kräva viss finjustering tills lindningen passar optimalt.

Den lindande layouten är avgörande eftersom arbetsprestanda och transformatorns tillförlitlighet beror väsentligt på den. Det rekommenderas att använda en sandwich-layout eller struktur för lindningen för att begränsa induktansläckage, som anges i Fig5.

För att uppfylla och uppfylla de internationella säkerhetsreglerna måste konstruktionen ha tillräckligt med isoleringsområde över de primära och sekundära lagren av lindning. Detta kan säkerställas genom att använda marginallindad struktur, eller genom att använda en sekundär tråd med trippelisolerad trådklassificering, såsom visas i följande respektive figur

Att använda trippelisolerad tråd för sekundärlindningen blir det enklare alternativet för att snabbt bekräfta de internationella säkerhetslagarna för SMB-design med flyback. Sådana förstärkta trådar kan emellertid ha lite högre tjocklek jämfört med den normala varianten som tvingar lindningen att uppta mer utrymme och kan kräva ytterligare ansträngningar för att rymma inom den valda spolen.

Steg 9

Hur man utformar den primära klämkretsen

I omkopplingssekvensen utsätts en högspänningspik i form av läckinduktans över mosfetens avlopp / källa under OFF-perioderna, vilket kan resultera i en lavinnedbrytning och slutligen skada mosfet.

För att motverka detta är en klämkrets vanligtvis konfigurerad över primärlindningen, vilket omedelbart begränsar den genererade spetsen till något säkert lägre värde.

Du hittar ett par klämkretsdesigner som kan införlivas för detta ändamål som visas i följande bild.

Dessa är nämligen RCD-klämma och Diode / Zener-klämma, där den senare är mycket lättare att konfigurera och implementera än det första alternativet. I denna klämkrets använder vi en kombination av en likriktardiod och en högspännings-Zener-diod, såsom en TVS (transient voltage suppressor) för att klämma in spänningen.

Funktionen för Zener-diod är att effektivt klämma eller begränsa spänningen tills spänningen är helt shuntad genom Zener-dioden. Fördelen med en diod-Zener-klämma är att kretsen aktiveras och kläms endast när det kombinerade värdet för VR och Vspike överstiger Zener-diodens nedbrytningsspecifikation, och omvänt, så länge spetsen är under Zener-nedbrytningen eller en säker nivå, klämman kanske inte utlöses alls, vilket inte tillåter onödig strömavledning.

Hur man väljer klämdiod / zener

Det ska alltid vara dubbelt så mycket som värdet för den reflekterade spänningen VR eller den antagna spikspänningen.
Likriktardioden ska vara extremt snabb återhämtning eller en schottky typ av diod som har en högre klass än den maximala likströmsspänningen.

Det alternativa alternativet för RCD-typ av fastspänning har nackdelen att sakta ner MOSFET: s dv / dt. Här blir motståndsparametern hos motståndet avgörande samtidigt som spänningsspetsen begränsas. Om en Rclamp med lågt värde väljs skulle det förbättra spikskyddet men kan öka avledningen och slöseri. Omvänt, om ett Rclamp med högre värde väljs, skulle det hjälpa till att minimera försvinnande men kanske inte är så effektivt i undertrycka spikarna .

Med hänvisning till figuren ovan, för att säkerställa VR = Vspike, kan följande formel användas

Där läckage betyder transformatorns induktans och kan hittas genom att göra en kortslutning över sekundärlindningen, eller alternativt kan en tumregel införlivas genom att applicera 2 till 4% av det primära induktansvärdet.

I detta fall bör kondensatorn Cclamp vara väsentligen stor och förhindra en ökning av spänningen under absorptionsperioden för läckagenergin.

Värdet på Cclamp kan väljas mellan 100pF och 4.7nF, den energi som lagras inuti denna kondensator kommer att urladdas och uppdateras av Rclamp snabbt under eacj-omkopplingscykeln.

Steg 10

Hur man väljer utgångslikriktardiod

Detta kan beräknas med formeln som visas ovan.

Var noga med att välja specifikationerna så att den maximala omvänd spänningen eller VRRM för dioden inte är mindre än 30% än VRV-dioden, och se också till att IF eller lavinströmspecifikationen är minst 50% större än IsecRMS. Välj helst en schottky-diod för att minimera ledningsförluster.

Med en DCM-krets kan Flyback-toppströmmen vara hög, försök därför välja en diod med lägre framspänning och relativt högre strömspecifikationer med avseende på önskad effektivitetsnivå.

Steg 11

Hur man väljer utgående kondensatorvärde

Välja en korrekt beräknad utgångskondensator medan utformning av en flyback kan vara extremt avgörande, för i en flyback-topologi är lagrad induktiv energi inte tillgänglig mellan dioden och kondensatorn, vilket innebär att kondensatorvärdet måste beräknas genom att beakta 3 viktiga kriterier:

1) Kapacitans
2) ESR
3) RMS-ström

Det minsta möjliga värdet kan identifieras beroende på funktionen för maximal acceptabel topp till topp utgångsspänningssignal och kan identifieras genom följande formel:

Där Ncp anger antalet primära sidoklockpulser som krävs av styråterkopplingen för att styra driften från de angivna maximi- och minimivärdena. Detta kan vanligtvis kräva cirka 10 till 20 växlingscykler.
Iout avser den maximala utströmmen (Iout = Poutmax / Vout).

För att identifiera det maximala RMS-värdet för utgångskondensatorn, använd följande formel:

För en specificerad hög omkopplingsfrekvens för flybacken kommer den maximala toppströmmen från transformatorns sekundärsida att generera en motsvarande hög rippelspänning, införd över motsvarande ESR för utgångskondensatorn. Med tanke på detta måste det säkerställas att kondensatorns ESRmax-betyg inte överstiger kondensatorns specificerade acceptabla krusningsströmförmåga.

Den slutliga konstruktionen kan i grunden inkludera den önskade spänningsgraden och kondensatorns kapacitetsströmförmåga baserat på det faktiska förhållandet mellan den utvalda utspänningen och strömmen för återflödet.

Se till att ESR-värde bestäms från databladet baserat på frekvensen högre än 1 kHz, vilket vanligtvis kan antas vara mellan 10 kHz och 100 kHz.

Det skulle vara intressant att notera att en ensam kondensator med låg ESR-specifikation kan räcka för att kontrollera utgångsryckningen. Du kan försöka inkludera ett litet LC-filter för högre toppströmmar, särskilt om flyback är utformad för att fungera med ett DCM-läge, vilket kan garantera en rimligt bra ripplespänningskontroll vid utgången.

Steg 12

Ytterligare viktiga överväganden:

A) Hur man väljer spänning och strömvärde för den primära sidobrygglikriktaren.

Det kan göras genom ovanstående ekvation.

I denna formel PF står för effektfaktor av strömförsörjningen kan vi använda 0,5 om en korrekt referens blir utom räckhåll. För brygglikriktaren välj dioderna eller modulen med en framåtförstärkare som är två gånger mer än IACRMS. För spänningsbetyget kan den väljas vid 600 V för en maximal specifikation på 400 V AC-ingång.

B) Hur man väljer aktuell sensormotstånd (Rsense):

Den kan beräknas med följande ekvation. Avkänningsmotståndet Rsense är införlivat för att tolka maximal effekt vid utgången av flybacken. Vcsth-värdet kan bestämmas genom att hänvisa till styrenhetens IC-datablad, Ip (max) betyder den primära strömmen.

C) Välja kondensatorns VCC:

En optimal kapacitansvärde är avgörande för att ingångskondensatorn ska göra en korrekt startperiod. Vanligtvis gör något värde mellan 22uF till 47uF jobbet snyggt. Men om detta väljs kan mycket lägre resultera i att utlösa en 'underspänningsspärr' på styrenhetens IC, innan Vcc kan utvecklas av omvandlaren. Tvärtom kan ett större kapacitansvärde resultera i en oönskad fördröjning av omvandlarens starttid.

Se också till att kondensatorn är av bästa kvalitet, med mycket goda ESR- och krusningsströmspecifikationer, i nivå med utgången kondensator specifikationer . Det rekommenderas starkt att ansluta en annan kondensator med mindre värde i storleksordningen 100nF, parallellt med den ovan diskuterade kondensatorn, och så nära styrenhetens Vcc / jorduttag som möjligt.

D) Konfigurera återkopplingsslingan:

Återkopplingskompensation blir viktigt för att stoppa svängningen. Konfigurering av loopkompensation kan vara enklare för DCM-läge-flyback än en CCM, på grund av frånvaron av 'höger halvplan noll' i effektsteget och därför krävs ingen kompensation.

Som framgår av ovanstående figur blir en rak RC (Rcomp, Ccomp) vanligtvis precis tillräckligt för att bibehålla god stabilitet över slingan. I allmänhet kan Rcomp-värde väljas mellan 1K och 20K, medan Ccomp kan ligga inom intervallet 100nF och 470pF.

Detta avslutar vår utarbetade diskussion om hur man utformar och beräknar en flyback-omvandlare. Om du har några förslag eller frågor kan du lägga dem i följande kommentarruta, dina frågor kommer att besvaras ASAP.

Artighet: Infineon