Vara en växlande regulator , denna krets är mycket effektiv och kommer inte att slösa bort eller avleda energi, till skillnad från linjära regulatorer som IC 7812, eller IC LM317 eller IC LM338.
Varför linjära regulatorer som 7812, LM317 och LM338 är dåliga steg-down-omvandlare?
Linjära regulatorer som 7812 och LM317 anses vara ineffektiva nedstegsomvandlare på grund av deras funktionsegenskaper.
I en linjär regulator försvinner överskottsspänningen i form av värme. Detta innebär att spänningsfallet mellan ingångs- och utgångsterminalerna helt enkelt 'bränns av' som bortkastad energi. Den linjära regulatorn fungerar som ett variabelt motstånd, justerar dess motstånd för att avleda överskottsenergin och reglera utspänningen.
Denna förlustprocess leder till avsevärd effektförlust och låg effektivitet. Effektiviteten hos en linjär regulator bestäms av förhållandet mellan uteffekt och ineffekt. När spänningsskillnaden mellan ingång och utgång ökar, ökar också den effekt som avges som värme, vilket är spänningsskillnaden multiplicerad med utströmmen. Följaktligen minskar effektiviteten när spänningsskillnaden mellan ingång och utgång ökar.
Till exempel, när man använder en linjär regulator för att reglera en 24 V-ingång ner till 12 V, avleds överskottet 12 V som värme. Detta kan resultera i betydande kraftslöseri och nödvändiggör ytterligare kylningsmekanismer i applikationer som involverar hög effekt.
Däremot kan växlande regulatorer (som t.ex buck omvandlare ) är mer effektiva för nedtrappningskonvertering. De använder en kombination av induktorer, kondensatorer och omkopplare för att effektivt omvandla spänningen.
Omkopplingsregulatorer lagrar energi under en fas av omkopplingscykeln och levererar den under en annan, vilket minimerar energiförlusten som värme. Beroende på den specifika designen kan växlande regulatorer uppnå verkningsgrader som sträcker sig från 80-95 % eller till och med högre.
Sammanfattningsvis, medan linjära regulatorer som 7812 och LM317 är enkla och kostnadseffektiva, är de inte det mest effektiva valet för nedtrappning när energieffektivitet är ett stort problem.
Kretsbeskrivning
Bilden nedan visar grunddiagrammet för 24 V till 12 V-omvandlaren.
Omkopplingsregulatorn som används är en vanlig modell från Motorola: µA78S40.
Följande figur presenterar den interna strukturen för denna integrerade krets, som inkluderar olika nödvändiga komponenter för en omkopplingsregulator: oscillator, flip-flop, komparator, spänningsreferenskälla, drivenhet och switchande transistorer.
Dessutom finns det en operationsförstärkare som inte behövs för denna applikation. Filtrering och utjämning av strömförsörjningen sköts av kondensatorerna C3 till C7.
Kondensator C1 bestämmer oscillatorns frekvens, medan motstånden R1, R5 och R6 hjälper till att begränsa omvandlarens utström.
Spänningen över motståndet R1 är proportionell mot strömmen som tillförs av omvandlaren.
Genom att ställa in en spänningsskillnad på cirka 0,3 V mellan stift 13 och 14 på µA78S40 skapar motstånden R6 och R7 en spänningsdelare, vilket gör att strömbegränsningar kan inträffa vid cirka 5A.
Spänningsreferenskällan, frånkopplad av kondensatorn C2, är tillgänglig på stift 8 på IC1.
Denna referensspänning appliceras på den icke-inverterande ingången på den interna komparatorn hos IC1. Den inverterande ingången är inställd på en potential som är proportionell mot omvandlarens utspänning.
För att upprätthålla en konstant utspänning styr komparatorn slutsteget för IC1.
Båda ingångarna på komparatorn hålls vid samma potential, och utspänningen ges av följande formel:
Vs = 1,25 * [1 + (R4 + Aj1) / R5].
Det justerbara motståndet Aj1 gör det möjligt att justera omvandlarens utspänning i intervallet +10V till +15V.
De två utgångstransistorerna bildar ett Darlington-par, och deras successiva omkoppling styrs av vippan i synk med svängningarna hos kondensatorn Cl.
I kombination med en OCH-grind styrs denna vippa av komparatorn för att justera ledningstiden för utgångssteget på µA78S40 och bibehålla en konstant utspänning.
Det mättade eller blockerade tillståndet hos transistorn T1 följer tillståndet för IC1:s Darlington-par. När IC1:s slutsteg är mättat är transistorn T1 förspänd och dess basström begränsas av motståndet R2.
Motstånd R3, tillsammans med motstånd R9, bildar en spänningsdelare, som begränsar VBE-spänningen för transistor T1 i början av omkopplingsprocessen.
Transistor T1, som fungerar som en Darlington-modell, beter sig som en öppen eller stängd omkopplare vid frekvensen av µA78S40:s oscillator.
Induktorn L1 tillåter spänningsfallet från 24V till 12V med hjälp av induktansegenskaperna. I ett stationärt tillstånd, när transistorn T1 är mättad, appliceras en spänning på +12V över induktorn L1.
Under denna fas lagrar induktansen energi, som den frigör när den pålagda spänningen försvinner. Sålunda, när transistorn TI är blockerad, tenderar induktorn L1 att bibehålla strömmen som flyter genom den.
Dioden D1 blir ledande och en motelektromotorisk kraft på -12V uppträder över induktorn L1.
