Spänningsregulatorkretsar med transistor och zenerdiod

I den här artikeln kommer vi att diskutera omfattande hur man gör anpassade transistoriserade spänningsregulatorkretsar i fasta lägen och även variabla lägen.

Alla linjära strömförsörjningskretsar som är konstruerade för att producera en stabiliserad, konstant spänning och strömutgång innefattar i princip transistor- och zenerdiodsteg för att få de erforderliga reglerade utgångarna.

Dessa kretsar som använder diskreta delar kan vara i form av permanent fast eller konstant spänning eller stabiliserad justerbar utspänning.

Enklaste spänningsregulator

Förmodligen är den enklaste typen av spänningsregulator zener shunt-stabilisatorn, som fungerar med hjälp av en grundläggande zenerdiod för regleringen, vilket visas i figuren nedan.

Zenerdioderna har ett spänningsvärde motsvarande den avsedda utspänningen, som kan överensstämma med det önskade utgångsvärdet.

Så länge matningsspänningen är lägre än zenerspänningens nominella värde uppvisar den maximal motståndskraft inom många megohms, vilket gör att matningen kan passera utan begränsningar.

Men i det ögonblicket som matningsspänningen ökar över det nominella värdet för 'zenerspänning', utlöses ett signifikant fall i dess motstånd, vilket får överspänningen att shuntas till jord genom den, tills matningen sjunker eller når zeners spänningsnivå.

På grund av denna plötsliga växling sjunker matningsspänningen och når zenervärdet, vilket gör att zenermotståndet ökar igen. Cykeln fortsätter sedan snabbt och säkerställer att tillförseln förblir stabiliserad vid det nominella zenervärdet och får aldrig gå över detta värde.

För att få ovanstående stabilisering måste ingångsförsörjningen vara lite högre än den nödvändiga stabiliserade utspänningen.

Överskottsspänningen över zenervärdet orsakar zenerns interna 'lavin' -egenskaper, vilket orsakar en omedelbar växlingseffekt och tappar tillförseln tills den når zenervärdet.

Denna åtgärd fortsätter oändligt och säkerställer en fast stabiliserad utgångsspänning motsvarande zenerbetyget.

Fördelar med Zener Voltage Stabilizer

Zener-dioder är mycket praktiska där lågström, konstant spänningsreglering krävs.

Zener-dioder är enkla att konfigurera och kan användas för att få en rimligt exakt stabiliserad effekt under alla omständigheter.

Det kräver bara ett enda motstånd för att konfigurera ett zenerdiodbaserat spänningsregulatorsteg och kan snabbt läggas till i vilken krets som helst för de avsedda resultaten.

Nackdelar med Zener-stabiliserade regulatorer

Även om en zenerstabiliserad strömförsörjning är en snabb, enkel och effektiv metod för att uppnå en stabiliserad effekt, innehåller den några allvarliga nackdelar.

• Utgångsströmmen är låg, vilket kan stödja höga strömbelastningar vid utgången.
• Stabiliseringen kan endast ske för låga in- / utgångsdifferenser. Det betyder att ingångsförsörjningen inte kan vara för hög än den erforderliga utspänningen. I annat fall kan lastmotståndet försvinna enorma mängder kraft vilket gör systemet mycket ineffektivt.
• Zener-diodfunktion är vanligtvis associerad med generering av brus, vilket kan påverka kritiska kretsars prestanda, såsom hi-fi-förstärkarkonstruktioner och andra liknande sårbara applikationer, kritiskt.

Använda 'Amplified Zener Diode'

Detta är en förstärkt zener-version som använder en BJT för att skapa en variabel zener med förbättrad effekthanteringsförmåga.

Låt oss föreställa oss att R1 och R2 har samma värde., Vilket skulle skapa tillräcklig förspänningsnivå för BJT-basen och låta BJT fungera optimalt. Eftersom minimikravet på basutsändarens framspänning är 0,7V kommer BJT att leda och shunta alla värden som är över 0,7V eller högst 1V beroende på de specifika egenskaperna hos BJT som används.

Så utgången stabiliseras ungefär 1 V. Effekten från denna 'förstärkta variabla zener' beror på BJT-effektklassificeringen och belastningsmotståndsvärdet.

Detta värde kan dock enkelt ändras eller justeras till någon annan önskad nivå, helt enkelt genom att ändra R2-värdet. Eller enklare genom att ersätta R2 med en kruka. Räckvidden för både R1- och R2-potten kan vara allt mellan 1K och 47K, för att få en jämn variabel effekt från 1V till matningsnivån (max 24V). För mer noggrannhet kan du använda följande formel för volatge avdelare:

Utgångsspänning = 0,65 (R1 + R2) / R2

Nackdelen med Zener Amplifier

Återigen är nackdelen med denna design en hög avledning som ökar proportionellt när ingången och utgångsskillnaden ökar.

För att korrekt ställa in lastmotståndsvärdet beroende på utgångsströmmen och ingångsförsörjningen kan följande data tillämpas på lämpligt sätt.

Antag att den erforderliga utspänningen är 5V, den erforderliga strömmen är 20 mA och matningsingången är 12 V. Sedan använder vi Ohms-lag:

Lastmotstånd = (12 - 5) / 0,02 = 350 ohm

wattförbrukning = (12 - 5) x 0,02 = 0,14 watt eller helt enkelt 1/4 watt kommer att göra.

Serie Transistor Regulator Circuit

I grund och botten är en serieregulator, som också kallas serietidstransistor, ett variabelt motstånd som skapas med hjälp av en transistor kopplad i serie med en av matningsledningarna och belastningen.

Transistorns motstånd mot ström justeras automatiskt beroende på utgångsbelastningen, så att utspänningen förblir konstant på önskad nivå.

I en serieregulatorkrets måste ingångsströmmen vara något mer än utströmmen. Denna lilla skillnad är den enda storleken på strömmen som används av regulatorkretsen på egen hand.

Fördelar med serieregulator

Den primära fördelen med en serieregulatorkrets jämfört med en shunt-typregulator är dess bättre effektivitet.

Detta resulterar i minimal förlust av kraft och slöseri med värme. På grund av denna stora fördel är serietransistorregulatorer mycket populära i applikationer med hög effektspänningsregulator.

Detta kan dock undvikas där effektbehovet är mycket lågt, eller där effektivitet och värmeproduktion inte är bland de kritiska problemen.

I grund och botten kan en serieregulator helt enkelt införliva en zener shuntregulator, som laddar en emitterföljerbuffertkrets, som anges ovan.

Du kan hitta enhetsspänningsförstärkning när ett emitterföljningssteg används. Detta innebär att när en stabiliserad ingång appliceras på basen, kommer vi generellt också att uppnå en stabiliserad utgång från sändaren.

Eftersom vi kan få en högre strömförstärkning från emitterföljaren kan utströmmen förväntas vara mycket högre jämfört med den applicerade basströmmen.

Därför, även om basströmmen är cirka 1 eller 2 mA i zener-shuntsteget, vilket också blir den vilande strömförbrukningen för designen, kan utgångsströmmen på 100 mA göras tillgänglig vid utgången.

Ingångsströmmen läggs till utströmmen tillsammans med 1 eller 2 mA som används av zenerstabilisatorn, och av den anledningen når den uppnådda effektiviteten till en enastående nivå.

Med tanke på att ingångsförsörjningen till kretsen är tillräckligt klassad för att uppnå den förväntade utspänningen, kan utgången vara praktiskt taget oberoende av ingångsförsörjningsnivån, eftersom detta regleras direkt av baspotentialen för Tr1.

Zenerdioden och frikopplingskondensatorn utvecklar en helt ren spänning vid transistorns bas, som replikeras vid utgången och genererar en praktiskt taget ljudfri spänning.

Detta möjliggör denna typ av kretsar med förmågan att leverera utgångar med överraskande låg krusning och brus utan att inkludera enorma utjämningskondensatorer, och med ett strömområde som kan vara så högt som 1 amp eller ännu mer.

När det gäller utgångsspänningsnivån är det kanske inte exakt lika med den anslutna zenerspänningen. Detta beror på att det finns ett spänningsfall på cirka 0,65 volt mellan transistorns bas- och emitterledningar.

Detta fall måste följaktligen dras av från zenerspänningsvärdet för att kunna uppnå kretsens minimala utspänning.

Betydelse om zenervärdet är 12,7V, då kan utgången vid transistorns sändare vara cirka 12 V, eller omvänt, om den önskade utspänningen är 12 V, måste zenervolymen väljas till att vara 12,7 V.

Reglering av denna serieregulatorkrets kommer aldrig att vara identisk med regleringen av zenerkretsen, eftersom emitterföljaren helt enkelt inte kan ha nollutgångsimpedans.

Och spänningsfallet genom scenen måste stiga marginellt som svar på ökande utström.

Å andra sidan kan god reglering förväntas när zenerströmmen multiplicerat med transistorns strömförstärkning når minst 100 gånger den förväntade högsta utströmmen.

High Current Series Regulator som använder Darlington Transistors

För att exakt uppnå detta innebär detta ofta att några transistorer, kan vara 2 eller 3, bör användas så att vi kan uppnå tillfredsställande förstärkning vid utgången.

En grundläggande två-transistorkrets som applicerar en emitterföljare Darlington-paret anges i följande figurer visar tekniken att applicera 3 BJT i ​​en Darlington, emitterfollower-konfiguration.

Observera att genom att inkorporera ett par transistorer resulterar det i ett högre spänningsfall vid utgången på ungefär 1,3 volt, genom basen på den första transistorn till utgången.

Detta beror på det faktum att ungefär 0,65 volt är rakad från tvärs över var och en av transistorerna. Om man överväger en tre-transistorkrets kan detta betyda ett spänningsfall på något under 2 volt över basen av den 1: a transistorn och utgången, och så vidare.

Gemensam emitterspänningsregulator med negativ återkoppling

En trevlig konfiguration ses ibland i specifika mönster med ett par vanliga emitterförstärkare med 100 procent negativ negativ feedback.

Denna inställning demonstreras i följande figur.

Trots det faktum att vanliga sändarsteg vanligtvis har en betydande grad av spänningsförstärkning, kanske det inte är situationen i detta fall.

Det beror på den 100% negativa återkopplingen som placeras över utgångstransistorsamlaren och sändaren till drivartransistorn. Detta underlättar förstärkaren för att uppnå en förstärkning av en exakt enhet.

Fördelar med Common Emitter Regulator med feedback

Denna konfiguration fungerar bättre jämfört med a Darlington Pair emitterföljare baserade regulatorer på grund av sitt minskade spänningsfall över ingångs- / utgångsterminalerna.

Spänningsfallet som uppnås från dessa konstruktioner är knappt runt 0,65 volt, vilket bidrar till större effektivitet, och gör det möjligt för kretsen att fungera effektivt oavsett om den ostabiliserade ingångsspänningen bara är några hundra millivolter över den förväntade utspänningen.

Battery Eliminator använder serien Regulator Circuit

Den angivna batterilimineringskretsen är en funktionell illustration av en design byggd med hjälp av en basserieregulator.

Modellen är utvecklad för alla applikationer som arbetar med 9 volt likström med en maximal ström som inte överstiger 100 mA. Det är inte lämpligt för enheter som kräver en relativt högre mängd ström.

T1 är en 12 -0 - 12 var en 100 mA-transformator som tillhandahåller isolerad skyddsisolering och en spänningsnedstegning, medan dess sekundärlindning i mitten har en grundläggande push-pull-likriktare med en filterkondensator.

Utan belastning kommer uteffekten att vara cirka 18 volt DC, vilket kan sjunka till cirka 12 volt vid full belastning.

Kretsen som fungerar som en spänningsstabilisator är faktiskt en grundläggande serietypsdesign som innehåller R1, D3 och C2 för att få en reglerad 10 V nominell utgång. Zenerströmmen sträcker sig runt 8 mA utan belastning och ner till cirka 3 mA vid full belastning. Förlusten genererad från R1 och D3 som ett resultat är minimal.

En Darlington-par-emitterföljare bildad av TR1 och TR2 kan ses konfigurerad när utgångsbuffertförstärkaren ger en strömförstärkning på cirka 30 000 vid full utgång, medan den minsta förstärkningen är 10 000.

Vid denna förstärkningsnivå när enheten arbetar med 3 mA under full belastningsström, och en minsta förstärkning i uppvisar nästan ingen avvikelse i spänningsfallet över förstärkaren även när belastningsströmmen fluktuerar.

Det verkliga spänningsfallet från utgångsförstärkaren är ungefär 1,3 volt, och med en måttlig 10 volt ingång ger detta en utgång på ungefär 8,7 volt.

Detta ser nästan lika ut som den specificerade 9 V, med tanke på att även det verkliga 9-voltsbatteriet kan visa variationer från 9,5 V till 7,5 V under dess driftperiod.

Lägga till en aktuell gräns till en serieregulator

För regulatorer som förklaras ovan blir det normalt viktigt att lägga till ett utgående kortslutningsskydd.

Detta kan vara nödvändigt så att konstruktionen kan leverera en bra reglering tillsammans med en låg utgångsimpedans. Eftersom matningskällan är mycket låg impedans kan en mycket hög utström passera i situationen med en oavsiktlig utgångskortslutning.

Detta kan orsaka att utgångstransistorn tillsammans med några av de andra delarna omedelbart bränns. En typisk säkring kan helt enkelt misslyckas med att erbjuda tillräckligt skydd eftersom skadan sannolikt skulle inträffa snabbt innan säkringen eventuellt kunde reagera och blåsa.

Det enklaste sättet att genomföra detta kanske genom att lägga till en strömbegränsare i kretsen. Detta innebär kompletterande kretsar utan direkt påverkan på konstruktionens prestanda under normala arbetsförhållanden.

Strömbegränsaren kan dock orsaka att utspänningen sjunker snabbt om den anslutna belastningen försöker dra stora mängder ström.

Egentligen sänks utspänningen så snabbt, att trots att en kortslutning placeras över utgången är strömmen tillgänglig från kretsen lite mer än den angivna maximala värdena.

Resultatet av en strömbegränsningskrets är bevisat i nedanstående data som visar utspänningen och strömmen med avseende på en gradvis sänkning av belastningsimpedansen, såsom uppnås från den föreslagna Battery Eliminator-enheten.

De strömbegränsande kretsar fungerar med bara ett par element R2 och Tr3. Dess svar är faktiskt så snabbt att det helt enkelt eliminerar alla möjliga risker för kortslutning vid utgången och därigenom ger ett felsäkert skydd för utgångsenheterna. Arbetet med den nuvarande begränsningen kan förstås som förklaras nedan.

R2 är kopplad i serie med utgången, vilket gör att spänningen som utvecklas över R2 står i proportion till utströmmen. Vid utgångsförbrukning som når 100 mA räcker inte spänningen som produceras över R2 för att trigga på Tr3, eftersom det är en kiseltransistor som kräver en minsta potential på 0,65 V för att slå PÅ.

Men när utgångsbelastningen överstiger 100 mA-gränsen, genererar den tillräckligt med potential över T2 för att på ett adekvat sätt slå PÅ Tr3 i ledning. TR3 orsakar i sin tur en del ström till att strömma mot Trl över den negativa tillförselskenan genom lasten.

Detta resulterar i viss reduktion av utspänningen. Om belastningen ökar ytterligare resulterar det i en proportionell ökning av potentialen över R2 att stiga, vilket tvingar Tr3 att slå PÅ ännu hårdare.

Detta medför följaktligen att högre mängder ström flyttas mot Tr1 och den negativa linjen genom Tr3 och belastningen. Denna åtgärd leder vidare till ett proportionellt stigande spänningsfall på utspänningen.

Även i händelse av en utgångskortslutning kommer Tr3 troligen att vara förspänd hårt i ledning, vilket tvingar utspänningen att sjunka till noll, vilket säkerställer att utgångsströmmen aldrig får överstiga 100 mA-märket.

Variabel reglerad bänkströmförsörjning

Variabel spänningsstabiliserad strömförsörjning fungerar med liknande princip som de fasta spänningsregulatorerna, men de har en potentiometerreglering vilket underlättar en stabiliserad utgång med ett variabelt spänningsområde.

Dessa kretsar passar bäst som strömförsörjning för bänkar och verkstäder, även om de också kan användas i applikationer som kräver olika justerbara ingångar för analysen. För sådana jobb fungerar strömförsörjningspotentiometern som en förinställd styrning som kan användas för att skräddarsy utgångsspänningen för matningen till önskade reglerade spänningsnivåer.

Figuren ovan visar ett klassiskt exempel på en variabel spänningsregulatorkrets som ger en kontinuerligt variabel stabiliserad utgång från 0 till 12V.

Huvuddrag

• Det aktuella intervallet är begränsat till maximalt 500 mA, även om detta kan ökas till högre nivåer genom att uppgradera transistorerna och transformatorn på lämpligt sätt.
• Designen ger en mycket bra ljud- och krusningsreglering, som kan vara mindre än 1 mV.
• Den maximala skillnaden mellan ingångsförsörjningen och den reglerade utgången är inte mer än 0,3 V även vid full utmatning.
• Den reglerade variabla strömförsörjningen kan idealiskt användas för att testa nästan alla typer av elektroniska projekt som kräver högkvalitativa reglerade leveranser.

Hur det fungerar

I denna design kan vi se en potentiell avdelningskrets som ingår mellan utgångs-zenerstabiliseringssteget och ingångsbuffertförstärkaren. Denna potentiella avdelare skapas av VR1 och R5. Detta gör att VR1: s skjutarm kan justeras från minst 1,4 volt när den är nära basen på spåret, upp till 15 V zenernivå medan den är vid den högsta punkten i dess justeringsområde.

Det finns ungefär 2 volt som sjunkit över utgångsbuffertsteget, vilket möjliggör ett utspänningsintervall från 0 V till cirka 13 V. Med detta sagt är det övre spänningsområdet mottagligt för deltoleranser, som 5% -toleransen på zenerspänningen. Därför kan den optimala utspänningen vara en nyans högre än 12 volt.

Några typer av effektiva överbelastningsskyddskrets kan vara mycket viktigt för alla strömförsörjningar. Detta kan vara viktigt eftersom utdata kan vara sårbara för slumpmässiga överbelastningar och kortslutningar.

Vi använder en ganska rak strömbegränsning i den nuvarande designen, bestämd av Trl och dess länkade element. När enheten drivs under normala förhållanden är spänningen som produceras över R1, som är ansluten i serie med matningsutgången, för liten för att trigga Trl till ledning.

I det här scenariot fungerar kretsen normalt, förutom ett litet spänningsfall med R1. Detta ger knappast någon effekt på enhetens regleringseffektivitet.

Detta beror på att R1-steget kommer före regulatorns kretsar. I händelse av en överbelastningssituation skjuter den potential som induceras över R1 upp till cirka 0,65 volt, vilket tvingar Tr1 att slå PÅ, på grund av basströmmen som erhållits från den potentialskillnad som genereras över motståndet R2.

Detta gör att R3 och Trl drar en betydande mängd ström, vilket får spänningsfallet över R4 att öka avsevärt och utspänningen minskas.

Denna åtgärd begränsar omedelbart utströmmen till maximalt 550 till 600 mA trots kortslutningen på utgången.

Eftersom strömbegränsningsfunktionen begränsar utspänningen till praktiskt taget 0 V.

R6 är riggad som ett lastmotstånd som i princip förhindrar att utströmmen blir för låg och buffertförstärkaren inte kan fungera normalt. C3 gör att enheten kan uppnå ett utmärkt övergående svar.

Nackdelar

Precis som alla typiska linjära regulatorer bestäms effektförlusten i Tr4 av utspänningen och strömmen och är maximalt med potten justerad för lägre utspänningar och högre uteffekter.

I de allvarligaste omständigheterna kan det finnas 20 V inducerat över Tr4, vilket får en ström på cirka 600 mA att strömma genom den. Detta resulterar i en effektförlust på cirka 12 watt i transistorn.

För att kunna tolerera detta under långa perioder måste enheten installeras på en ganska stor kylfläns. VR1 kan installeras med en stor kontrollratt som underlättar en kalibrerad skala som visar utspänningsmarkeringarna.

Dellista

• Motstånd. (Alla 1/3 watt 5%).
• R1 1,2 ohm
• R2 100 ohm
• R3 15 ohm
• R4 1k
• R5 470 ohm
• R6 10k
• VR1 4,7 k linjärt kol
• Kondensatorer
• Cl 2200 uF 40V
• C2 100 uF 25V
• C3 330 nF
• Halvledare
• Tr1 BC108
• Tr2 BC107
• Tr3 BFY51
• Tr4 TIP33A
• DI till D4 1N4002 (4 av)
• D5 BZY88C15V (15 volt, 400 mW zener)
• Transformator
• T1 Standard elnät, 17 eller 18 volt, 1 amp
• sekundär
• Växla
• S1 D.P.S.T. roterande elnät eller växeltyp
• Diverse
• Låda, uttag, kretskort, nätkabel, ledning,
• löd etc.

Hur man stoppar överhettning av transistor vid högre in- / utgångsdifferenser

Pass-transistortypregulatorerna, som förklaras ovan, stöter vanligtvis på situationen att uppleva extremt hög avledning som uppträder från serieregulatortransistorn när utspänningen är mycket lägre än ingångsförsörjningen.

Varje gång en hög utström drivs med låg spänning (TTL) kan det vara avgörande att använda en kylfläkt på kylflänsen. Eventuellt kan en allvarlig illustration vara scenariot för en källenhet som specificeras för att ge 5 ampere genom 5 och 50 volt.

Denna typ av enhet kan normalt ha en 60 volt oreglerad matning. Föreställ dig att den här enheten är att källa till TTL-kretsar i hela märkströmmen. Serieelementet i kretsen måste i denna situation skingra 275 watt!

Kostnaden för att leverera tillräcklig kylning verkar bara realiseras av serietransistorns pris. Om spänningsfallet över regulatortransistorn möjligen skulle kunna begränsas till 5,5 volt, utan att det beror på den föredragna utspänningen, kan avledningen minskas väsentligt i ovanstående illustration, detta kan vara 10% av dess ursprungliga värde.

Detta kan åstadkommas genom att använda tre halvledardelar och ett par motstånd (figur 1). Så här fungerar exakt: tyristorn Thy får leda normalt genom R1.

Ändå, när spänningsfallet över T2 - serieregulatorn går utöver 5,5 volt, börjar T1 leda, vilket resulterar i att tyristorn 'öppnar' vid den efterföljande nollkorsningen av brygglikriktarens utgång.

Denna specifika arbetssekvens kontrollerar ständigt laddningen som matas över C1 - filterkondensatorn - så att den oreglerade matningen är fixerad till 5,5 volt över den reglerade utspänningen. Motståndsvärdet som krävs för R1 bestäms enligt följande:

R1 = 1,4 x Vsec - (Vmin + 5) / 50 (resultatet kommer i k Ohm)

där Vsec anger transformatorns sekundära RMS-spänning och Vmin anger minimivärdet för den reglerade utgången.

Tyristorn måste vara kompetent för att motstå toppryckströmmen, och dess funktionsspänning bör vara minst 1,5 Vsec. Serieregulatortransistorn bör specificeras för att stödja den högsta utströmmen, Imax, och ska monteras på en kylfläns där den kan sprida 5,5 x Isec-watt.

Slutsats

I det här inlägget lärde vi oss hur man bygger enkla linjära spänningsregulatorkretsar med seriekorttransistor och zenerdiod. Linjära stabiliserade strömförsörjningar ger oss ganska enkla alternativ för att skapa fasta stabiliserade utgångar med minimalt antal komponenter.

I sådana konstruktioner är i princip en NPN-transistor konfigurerad i serie med positiv ingångsledning i ett gemensamt emitterläge. Den stabiliserade utgången erhålls över transistorns emitter och den negativa matningslinjen.

Transistorns bas är konfigurerad med en zener-klämkrets eller en justerbar spänningsdelare som säkerställer att transistorns emitter-sidospänning noggrant replikerar baspotentialen vid transistorns emitterutgång.

Om belastningen är en hög strömbelastning reglerar transistorn spänningen till belastningen genom att orsaka en ökning av dess motstånd och säkerställer således att spänningen till belastningen inte överstiger det angivna fasta värdet som ställts in av dess baskonfiguration.