Hur Buck-Boost-kretsar fungerar

Vi har alla hört mycket om buck och boost-kretsar och vet att dessa kretsar i princip används i SMPS-design för att trappa upp eller trappa ner en given spänning vid ingången. Det intressanta med denna teknik är att den tillåter ovanstående funktioner med försumbar värmeproduktion vilket resulterar i extremt effektiva omvandlingar.

Vad är Buck-Boost, hur det fungerar

Låt oss lära oss konceptet i det första avsnittet utan att involvera mycket tekniska egenskaper så att det blir lättare att förstå exakt vad det är för boost-koncept även för en nybörjare.

Bland de tre grundläggande topologierna som heter buck, boost och buck-boost är den tredje mer populär eftersom det gör att båda funktionerna (buck boost) kan användas genom en enda konfiguration bara genom att ändra ingångspulserna.

I buck-boost-topologin har vi främst en elektronisk omkopplingskomponent som kan vara i form av en transistor eller en mosfet. Denna komponent byts via en pulserande signal från en integrerad oscillatorkrets.

Bortsett från ovanstående omkopplingskomponent har kretsen en induktor, en diod och en kondensator som huvudingredienser.

Alla dessa delar är ordnade i den form som kan bevittnas i följande diagram:

Med hänvisning till ovanstående buck boost-diagram är mosfet den del som tar emot pulserna som tvingar den att fungera under två förhållanden: ON-läge och OFF-tillstånd.

Under ON-tillstånd får ingångsströmmen en tydlig väg genom mosfet och försöker omedelbart ta sig över induktorn eftersom dioden är placerad i det omvända partiska tillståndet.

Induktorn på grund av dess inneboende egendom försöker begränsa den plötsliga tillförseln av ström och lagrar i ett kompenserande svar en viss mängd ström i den.

Så snart mosfet är avstängt går det under OFF-läge och blockerar eventuell passage av ingångsströmmen.

Återigen kan induktorn inte hantera denna plötsliga förändring av ström från en given storlek till noll, och som ett svar för att kompensera detta sparkar den tillbaka sin lagrade ström via dioden över kretsens utgång.

Under processen lagras också strömmen i kondensatorn.

Under nästa ON-tillstånd för mosfet upprepas cykeln som ovan, men utan ström tillgänglig från induktorn, kondensatorn matar ut den lagrade energin till utgången vilket hjälper till att hålla utgången stabil i optimerad grad.

Du undrar kanske vilken faktor som bestämmer BUCK- eller BOOST-resultaten vid utgången? Det är ganska enkelt, det beror på hur länge mosfet får stanna i ON-tillstånd eller i OFF-tillstånd.

Med en ökning av mosfets PÅ-tid börjar kretsen förvandlas till en Boost-omvandlare medan mosfets AV-tid överskrider dess PÅ-tid resulterar i att kretsen beter sig som en Buck-omvandlare.

Således kan ingången till mosfetten göras genom en optimerad PWM-krets för att få de nödvändiga övergångarna över samma krets.

Utforska Buck / Boost Topology i SMPS-kretsar mer tekniskt:

Som diskuterats i ovanstående avsnitt är de tre grundläggande topologierna som populärt används med strömförsörjning för switchläge buck, boost och buck boosts.

Dessa är i princip icke-isolerade där ingångseffektsteget delar en gemensam bas med uteffektdelen. Naturligtvis kunde vi också hitta isolerade versioner men ganska sällsynta.

Ovan uttryckta tre topologier kan särskiljas unikt beroende på deras exklusiva egenskaper. Egenskaperna kan identifieras som konverteringsförhållandena vid steady state, inmatnings- och utgångsströmmarnas karaktär och utspänningsrippels karaktär.

Dessutom kan frekvensresponsen för arbetscykeln till utgångsspänningen utföras betraktas som en av de viktiga egenskaperna.

Bland de ovan nämnda tre topologierna är buck-boost-topologi den mest föredragna eftersom den tillåter utgången att arbeta spänningar som är mindre än ingångsspänningen (buck-läge) och också att producera spänningar över ingångsspänningen (boost-läge).

Utgångsspänningen kan dock alltid förvärvas med motsatt polaritet från ingången, vilket inte skapar några problem alls.

Den tillförda ingångsströmmen till en buck boost-omvandlare är formen av en pulserande ström på grund av omkopplingen av tillhörande strömbrytare (Q1).

Här växlar strömmen från noll till l under varje pulscykel. Det samma gäller utgången och vi får en pulserande ström på grund av den tillhörande dioden som endast leder i en riktning, vilket orsakar en PÅ och AV-pulserande situation under omkopplingscykeln .

Kondensatorn är ansvarig för att tillhandahålla kompenserande ström när dioden är i avstängd eller omvänd förspänd tillstånd under omkopplingscyklerna.

Den här artikeln förklarar steady state-funktionaliteten för buck-boost-omvandlaren i kontinuerlig och diskontinuerlig drift med exemplifierande vågformer som presenteras.

Funktionscykel-till-utgångsspänningsutbytesfunktionen presenteras efter en introduktion av PWM-omkopplarens design.

Figur 1 en förenklad schematisk bild av buck-boost-effektsteget med ett drivkretsblock tillagt. Strömbrytaren, Q1, är en n-kanal MOSFET. Utgångsdioden är CR1.

Induktorn, L och kondensatorn, C, utgör den effektiva utfiltreringen. Kondensatorn ESR, RC, (motsvarande seriemotstånd) och induktans DC-resistans, RL, analyseras alla i. Motståndet, R, motsvarar den belastning som identifieras av effektstegets utgång.

Under regelbunden funktionalitet i buck-boost-effektsteget slås Q1 ständigt på och av med på- och avstängningstiderna styrda av styrkretsen.

Detta omkopplingsbeteende tillåter en kedja av pulser vid korsningen av Q1, CR1 och L.

Även om induktorn, L, är kopplad till utgångskondensatorn, C, om endast CR1 leder, upprättas ett framgångsrikt L / C-utgångsfilter. Det rensar följen av pulser för att resultera i en likströmsspänning.

Buck-Boost Stage Steady-State-analys

Ett effektsteg kan fungera i kontinuerlig eller diskontinuerlig inställning av induktansström. Kontinuerligt induktansströmsläge identifieras av ström kontinuerligt i induktorn över omkopplingssekvensen i steady-state-process.

Diskontinuerligt induktansströmsläge identifieras genom att induktansströmmen förblir noll för en sektion av omkopplingscykeln. Den börjar vid noll, sträcker sig till ett maximalt värde och återgår till noll under varje växlingsmönster.

De två distinkta metoderna nämns i mycket större detalj efteråt och modellförslag för induktansvärdet för att upprätthålla ett valt funktionsläge eftersom förmågan för nominell belastning presenteras. Det är ganska fördelaktigt för en omvandlare att endast vara i ett enda format under dess förutsagda funktionsförhållanden eftersom effektstegets frekvenssvar förändras väsentligen mellan de två distinkta driftsteknikerna.

Med denna bedömning används en n-kanalström MOSFET och en positiv spänning, VGS (PÅ), matas från grinden till källterminalerna på Q1 av styrkretsen för att slå på FET. Fördelen med att använda en n-kanal FET är dess lägre RDS (på) men kontrakretsen är knepig eftersom en upphängd enhet blir nödvändig. För de identiska förpackningsdimensionerna har en p-kanal FET en högre RDS (på), men det kan vanligtvis inte kräva en flytande drivkrets.

Transistorn Q1 och dioden CR1 illustreras inuti en streckad kontur med terminaler märkta a, p och c. Det diskuteras grundligt i delen Buck-Boost Power Stage Modeling.

Buck-Boost Steady-state kontinuerlig ledningsanalys

Följande är en beskrivning av buck boost-arbete i steady-state-drift i kontinuerlig ledningsmetod. Det primära syftet med detta segment skulle vara att presentera en härledning av spänningsomvandlingsförhållandet för det kontinuerliga ledningsläget.

Detta kommer att vara betydelsefullt eftersom det indikerar hur utspänningen bestäms av arbetscykel och ingångsspänning eller tvärtom hur arbetscykeln kunde bestämmas beroende på ingångsspänning och utspänning.

Steady-state betyder att ingångsspänningen, utgångsspänningen, utgångsbelastningsströmmen och arbetscykeln är konstanta i motsats till varierande. Stora bokstäver tillhandahålls vanligtvis till variabla etiketter för att föreslå en steady-state-storlek. I kontinuerligt ledningsläge tar buck-boost-omvandlaren ett par tillstånd per omkopplingscykel.

PÅ-tillståndet är varje gång Q1 är PÅ och CR1 är AV. OFF-tillståndet är varje gång Q1 är OFF och CR1 är ON. En enkel linjär krets skulle kunna symbolisera vart och ett av de två tillstånden där omkopplarna i kretsen ersätts av deras matchande krets under varje tillstånd. Kretsschemat för vart och ett av de två villkoren presenteras i figur 2.

Perioden för PÅ-tillståndet är D × TS = TON i vilken D är arbetscykeln, fixerad av drivkretsen, avbildad i form av ett förhållande mellan PÅ-perioden och perioden för en enda full omkopplingssekvens, Ts.

Längden på OFF-tillståndet kallas TOFF. Eftersom man bara kan hitta ett par villkor per omkopplingscykel för kontinuerligt ledningsläge är TOFF lika med (1 − D) × TS. Storleken (1 − D) kallas ibland D ’. Dessa perioder presenteras tillsammans med vågformerna i figur 3.

Tittar vi på figur 2, under PÅ-tillståndet, erbjuder Q1 ett reducerat motstånd, RDS (på), från dess avlopp till källa och visar ett mindre spänningsfall på VDS = IL × RDS (på).

Dessutom är det ett litet spänningsfall över induktansens likströmsmotstånd lika med IL × RL.

Därigenom sätts ingångsspänningen, VI, minus underskott, (VDS + IL × RL) över induktorn, L. CR1 är AV inom denna period eftersom den skulle vara omvänd förspänd.

Induktansströmmen, IL, passerar från ingångsförsörjningen, VI, via Q1 och till jord. Under PÅ-tillståndet är spänningen på induktorn konstant och densamma som VI - VDS - IL × RL.

Efter polaritetsnormen för strömmen IL som presenteras i figur 2 ökar induktansströmmen på grund av den exekverade spänningen. Dessutom, eftersom den applicerade spänningen är i grunden konsekvent, stiger induktansströmmen linjärt. Denna boost i induktorström under TON dras ut i figur 3.

Nivån med vilken induktansströmmen ökar bestäms i allmänhet genom att använda en form med den välkända formeln:

Induktorns strömökning under ON-status presenteras som:

Denna storlek, ΔIL (+), kallas induktorens krusningsström. Observera vidare att genom detta intervall kommer varje bit av utgångsströmmen in av utgångskondensatorn, C.

Med hänvisning till figur 2, medan Q1 är AV, erbjuder den en ökad impedans från avloppet till källan.

Följaktligen, eftersom strömmen som går i induktorn L inte kan justeras direkt, växlar strömmen från Q1 till CR1. Som ett resultat av den reducerande induktansströmmen vänder spänningen över induktorn polariteten tills likriktaren CR1 blir förspänd framåt och vänder PÅ.

Spänningen ansluten över L förvandlas till (VO - Vd - IL × RL) i vilken storleken, Vd, är det främre spänningsfallet på CR1. Induktansströmmen, IL, passerar vid denna tidpunkt från utgångskondensatorn och lastmotståndsarrangemanget via CR1 och till den negativa linjen.

Observera att inriktningen av CR1 och banan för strömcirkulationen i induktorn indikerar att strömmen som går i utgångskondensatorn och belastningsmotståndsgruppering leder till VO att vara en minus spänning. Under OFF-tillståndet är spänningen ansluten över induktorn stabil och densamma som (VO - Vd - IL × RL).

Att bevara vår likadana polaritetskonvention är denna anslutna spänning minus (eller omvänd polaritet från den anslutna spänningen under PÅ-tiden), på grund av att utspänningen VO är negativ.

Därför sänks induktorströmmen under hela OFF-tiden. Dessutom, eftersom den anslutna spänningen i princip är stabil, minskar induktansströmmen linjärt. Denna minskning av induktansström under TOFF beskrivs i figur 3.

Induktansströmminskningen genom OFF-situationen tillhandahålls av:

Denna storlek, ΔIL (-), kan kallas induktorens krusningsström. I stabila tillståndssituationer måste strömstegringen, ΔIL (+), under PÅ-tiden och strömminskningen genom OFF-tiden, ΔIL (-), vara identisk.

Annars kan induktorströmmen erbjuda en total boost eller reduktion från cykel till cykel som inte skulle vara ett stabilt tillstånd.

Således kan båda dessa ekvationer likställas och utarbetas för VO att förvärva den kontinuerliga ledningsformen buck-boost spänningsomvandlingstillhörighet:

Bestämning för VO:

Förutom att ersätta TS för TON + TOFF och använda D = TON / TS och (1 − D) = TOFF / TS, är steady-state-ekvationen för VO:

Observera att för att förenkla ovanstående ska TON + TOFF likna TS. Detta kan vara äkta endast för kontinuerligt ledningsläge, som vi kommer att upptäcka i den diskontinuerliga ledningslägeutvärderingen. En viktig granskning borde göras vid denna tidpunkt:

Att fixa de två värdena för ΔIL i paritet med varandra är exakt lika med att utjämna volt-sekunderna på induktorn. Volt-sekunderna som används på induktorn är produkten av den använda spänningen och den period som spänningen appliceras på.

Detta kan vara det mest effektiva sättet att uppskatta oidentifierade storheter till exempel VO eller D med avseende på vanliga kretsparametrar, och detta tillvägagångssätt kommer att användas ofta i den här artikeln. Volt-sekund-stabilisering på induktorn är ett naturligt krav och borde uppfattas åtminstone dessutom som Ohms Law.

I ovanstående ekvationer för ΔIL (+) och ΔIL (-), var utgångsspänningen implicit antagen att vara konsekvent utan någon AC-rippelspänning under hela ON-tiden och OFF-perioden.

Detta är en accepterad förenkling och medför ett par individuella resultat. För det första antas utgångskondensatorn vara tillräckligt stor för att dess spänningsomvandling är minimal.

För det andra anses spänningen som kondensatorn ESR dessutom anses vara minimal. Sådana antaganden är legitima eftersom AC-rippelspänningen definitivt kommer att vara betydligt lägre än DC-delen av utspänningen.

Ovanstående spänningsförändring för VO visar sanningen att VO kan justeras genom att finjustera arbetscykeln, D.

Denna anslutning drar sig nära noll när D anländer nära noll och stiger utan att vara bestämd när D närmar sig 1. En typisk förenkling anser att VDS, Vd och RL är små nog att försumma. Att etablera VDS, Vd och RL till noll, ovanstående formel förenklar märkbart till:

En mindre komplicerad, kvalitativ metod för att avbilda kretsoperationen skulle vara att betrakta induktorn som en energilagringsdel. Varje gång Q1 är på, hälls energi över induktorn.

Medan Q1 är av, levererar induktorn tillbaka en del av sin energi till utgångskondensatorn och belastningen. Utgångsspänningen regleras genom att fastställa tidpunkten för Q1. Till exempel, genom att höja Q1-tiden förstärks mängden effekt som skickas till induktorn.

Ytterligare energi skickas därefter till utgången under avbrottstiden för Q1 vilket orsakar en ökning av utspänningen. Till skillnad från buckeffektsteget är induktansströmens typiska storlek inte densamma som utströmmen.

För att associera induktorströmmen till utgångsströmmen, se figurerna 2 och 3, observera att induktansströmmen till utgången enbart i avstängt tillstånd för effektsteget.

Denna genomsnittliga ström över en hel omkopplingssekvens är densamma som utströmmen eftersom den ungefärliga strömmen i utgångskondensatorn borde vara ekvivalent med noll.

Förbindelsen mellan den genomsnittliga induktansströmmen och utgångsströmmen för det kontinuerliga läget buck-boost-effektsteg tillhandahålls av:

En annan viktig synvinkel är det faktum att den typiska induktansströmmen är proportionell mot utgångsströmmen, och eftersom induktorens krusningsström, ΔIL, inte är relaterad till utgångsbelastningsströmmen, följer induktansströmens minimala och högsta värden den genomsnittliga induktansströmmen exakt.

Som ett exempel, om den genomsnittliga induktorströmmen sjunker med 2A på grund av en belastningsströmminskning, minskar i så fall induktorströmens lägsta och högsta värden med 2A (med tanke på kontinuerlig ledningsläge bevaras).

Den pågående utvärderingen avsåg buck-boost power stage-funktionalitet i kontinuerligt induktansströmsläge. Följande segment är en förklaring av steady-state-funktionalitet i diskontinuerligt ledningsläge. Det primära resultatet är en härledning av spänningsomvandlingsförhållandet för det diskontinuerliga ledningsläget buck-boost power-steget.

Buck-Boost Steady-state Discontinuous Conduction Mode Evaluation

Vi undersöker vid detta tillfälle vad som sker där belastningsströmmen reduceras och ledningsläget skiftar från kontinuerligt till diskontinuerligt.

Kom ihåg för kontinuerligt ledningsläge, den genomsnittliga induktorströmmen spårar utströmmen, dvs om utströmmen minskar, i så fall kommer den genomsnittliga induktorströmmen också.

Dessutom följer induktorströmens lägsta och högsta toppar den genomsnittliga induktorströmmen exakt. Om utgångsbelastningsströmmen minskar under den grundläggande strömnivån skulle induktansströmmen vara noll för en del av omkopplingssekvensen.

Detta skulle framgå av de vågformer som presenteras i figur 3, eftersom krusningsströmens topp till toppnivå inte kan förändras med utgångsbelastningsströmmen.

Om en induktorström försöker under noll i ett bock-boost-effektstopp, stannar den helt enkelt vid noll (på grund av den enkelriktade strömrörelsen i CR1) och fortsätter där tills början av den efterföljande växlingsåtgärden. Detta arbetsläge kallas diskontinuerligt ledningsläge.

Ett kraftstegsarbete av buck boost-krets i diskontinuerligt ledningsformat har tre distinkta tillstånd genom varje omkopplingscykel i kontrast till 2 tillstånd för kontinuerligt ledningsformat.

Induktansströmstillståndet i vilket effektsteget befinner sig vid periferin mellan kontinuerlig och diskontinuerlig inställning presenteras i figur 4.

I detta kollapsar induktorströmmen helt enkelt till noll medan följande omkopplingscykel börjar strax efter att strömmen uppnått noll. Observera att värdena för IO och IO (Crit) anges i figur 4 eftersom IO och IL inkluderar motsatta polariteter.

Längre sänkning av utgående belastningsström sätter effektsteget i ett diskontinuerligt ledningsmönster. Detta tillstånd ritas i figur 5.

Det diskontinuerliga lägeseffektfrekvenssvaret är ganska annorlunda än det kontinuerliga lägesfrekvenssvaret som presenteras i Buck-Boost Power Stage Modeling-segmentet. Dessutom är ingången till utgångsanslutningen ganska olika som presenteras på denna sidavledning:

För att påbörja härledningen av det diskontinuerliga ledningsläget buck-boost power stage spänningsbytesförhållande, kom ihåg att du har tre distinkta tillstånd som omvandlaren anser genom diskontinuerlig ledningsfunktion.

PÅ-tillståndet är när Q1 är PÅ och CR1 är AV. OFF-tillståndet är när Q1 är OFF och CR1 är ON. IDLE-tillståndet är när varje Q1 och CR1 är AV. De två initiala villkoren liknar väldigt kontinuerligt läge och kretsarna i figur 2 är relevanta förutom TOFF that (1 − D) × TS. Resten av växlingssekvensen är IDLE-tillståndet.

Dessutom antas utgångsspärrens likströmsmotstånd, utgångsdiodens spänningsfall, liksom spänningsfallet MOSFET ON-state vanligtvis vara tillräckligt små för att förbises.

Tidsperioden för PÅ-tillståndet är TON = D × TS där D är arbetscykeln, fixerad av styrkretsen, indikerad som ett förhållande mellan påslagningstiden och tiden för en fullständig omkopplingssekvens, Ts. Längden på OFF-tillståndet är TOFF = D2 × TS. IDLE-perioden är resten av växlingsmönstret som presenteras som TS - TON - TOFF = D3 × TS. Dessa perioder läggs upp med vågformerna i figur 6.

Utan att kontrollera den fullständiga beskrivningen räknas ekvationerna för induktansströmens stigning och nedgång nedan. Induktorns strömökning under ON-tillståndet utfärdas av:

Rippelströmkvantiteten, ΔIL (+), är också toppinduktorströmmen, Ipk eftersom i diskontinuerligt läge börjar strömmen vid 0 varje cykel. Induktansströmminskningen under OFF-tillståndet presenteras av:

Precis som situationen för kontinuerlig ledningsläge är strömstegringen, ΔIL (+), under ON-tiden och strömreduktionen medan den är i OFF-tiden, ΔIL (-), identisk. Således kunde båda dessa ekvationer likställas och adresseras för VO att förvärva initialen av två ekvationer som ska användas för att lösa spänningsomvandlingsförhållandet:

Därefter bestämmer vi utströmmen (utspänningen VO dividerad med utgångsbelastningen R). Det är medelvärdet över en kopplingssekvens för induktorströmmen vid den tidpunkten då CR1 blir ledande (D2 × TS).

Här ersätter du anslutningen för IPK (ΔIL (+)) till ovanstående ekvation för att förvärva:

Därför har vi två ekvationer, den ena för utströmmen (VO dividerad med R) som just härrör och den för utspänningen, båda med avseende på VI, D och D2. Vi raderar vid denna punkt varje formel för D2 samt fixar de två ekvationerna i nivå med varandra.

Med hjälp av den resulterande ekvationen kunde en illustration för utspänningen, VO, anskaffas. Det diskontinuerliga ledningsläget buck-boost spänningstransformationstillhörighet är skrivet av:

Ovanstående anslutning visar en av de viktigaste skillnaderna mellan de två ledningslägena. För diskontinuerligt ledningsläge är spänningsförändringsförhållandet en funktion av ingångsspänningen, arbetscykeln, effektstegets induktans, omkopplingsfrekvensen och utgångsbelastningsmotståndet.

För kontinuerligt ledningsläge påverkas spänningsomkopplingen bara av ingångsspänningen och arbetscykeln. I traditionella applikationer körs boost-boost-steget i ett val mellan kontinuerligt ledningsläge eller diskontinuerligt ledningsläge. För en specifik användning väljs ett ledningsläge medan kraftsteget gjordes för att upprätthålla samma läge.