Processen bevarar emellertid alltid förhållandet P = I x V, vilket betyder att när utgången från omvandlaren stiger upp ingångsspänningen, genomgår utgången proportionellt en strömminskning, vilket gör att uteffekten nästan alltid är lika med ingången eller mindre än ingångseffekten.
Hur en Boost Converter fungerar
En boost-omvandlare är en typ av strömförsörjning för SMPS eller switchläge som i grunden fungerar med två aktiva halvledare (transistor och diod) och med minst en passiv komponent i form av en kondensator eller en induktor eller båda för högre effektivitet.Induktorn här används i grunden för att öka spänningen och kondensatorn introduceras för att filtrera omkopplingsfluktuationerna och för att minska strömkrusningar vid omvandlarens utgång.
Ingångsströmförsörjningen som kan krävas att förstärkas eller förstärkas kan hämtas från vilken lämplig likströmskälla som helst, såsom batterier, solpaneler, motorbaserade generatorer etc.
Funktionsprincip
Induktorn i en boost-omvandlare spelar det viktiga att öka ingångsspänningen.
Den avgörande aspekten som blir ansvarig för att aktivera boostspänningen från en induktor beror på dess inneboende egenskap att motstå eller motsätta sig en plötsligt inducerad ström över den, och på grund av dess svar på detta med skapande av magnetfält och därefter förstörelse av magnetiska fält. Förstörelsen leder till att den lagrade energin frigörs.
Denna ovanstående process resulterar i lagring av strömmen i induktorn och sparkar tillbaka den lagrade strömmen över utgången i form av tillbaka EMF.
En relätransistordrivkrets kan betraktas som ett utmärkt exempel på en boost-omvandlarkrets. Flyback-dioden som är ansluten över reläet införs för att kortsluta de bakre EMF: erna från reläspolen och för att skydda transistorn när den stängs av.
Om denna diod avlägsnas och en diodkondensatorlikriktare är ansluten över transistorns kollektor / emitter, kan den förstärkta spänningen från reläspolen samlas över denna kondensator.
Processen i en boost-omvandlardesign resulterar i en utspänning som alltid är högre än ingångsspänningen.
Boost Converter-konfiguration
Med hänvisning till följande bild kan vi se en standardkonfiguration av boost-omvandlare, arbetsmönstret kan förstås som angivet under:När den visade enheten (som kan vara vilken som helst standardeffekt BJT eller en mosfet) är PÅ, kommer ström från ingångsförsörjningen in i induktorn och flyter medurs genom transistorn för att slutföra cykeln vid den negativa änden av ingångsförsörjningen.
Under ovanstående process upplever induktorn en plötslig introduktion av ström över sig själv och försöker motstå tillströmningen, vilket resulterar i lagring av en viss mängd ström i den genom alstring av ett magnetfält.
Vid nästa efterföljande sekvens, när transistorn stängs av, bryts ledningen av strömmen och tvingar återigen en plötslig förändring av strömnivån över induktorn. Induktorn svarar på detta genom att sparka tillbaka eller släppa den lagrade strömmen. Eftersom transistorn är i OFF-läge, finner denna energi sin väg genom dioden D och över de visade utgångsterminalerna i form av en EMF-spänning på baksidan.
Induktorn utför detta genom att förstöra det magnetiska fältet som tidigare skapades i det medan transistorn var i ON-läge.
Ovanstående process för att frigöra energi implementeras emellertid med motsatt polaritet, så att ingångsspänningen nu blir i serie med induktorens baksideseffekt. Och som vi alla vet att när försörjningskällor går med i serie ökar nätspänningen för att ge ett större kombinerat resultat.
Detsamma händer i en boost-omvandlare under induktorns urladdningsläge, vilket ger en utgång som kan vara det kombinerade resultatet av induktans tillbaka EMF-spänning och den befintliga matningsspänningen, som visas i diagrammet ovan
Denna kombinerade spänning resulterar i en förstärkt utgång eller en förstärkt utgång som hittar sin väg genom dioden D och över kondensatorn C för att slutligen nå den anslutna belastningen.
Kondensatorn C spelar en ganska viktig roll här, under induktansurladdningsläget lagrar kondensatorn C den frigjorda kombinerade energin i den, och under nästa fas när transistorn stängs av igen och induktorn är i lagringsläget försöker kondensatorn C för att upprätthålla jämvikten genom att tillföra sin egen lagrade energi till lasten. Se figuren nedan.
Detta säkerställer en relativt stadig spänning för den anslutna belastningen som kan erhålla effekt under både PÅ- och AV-perioderna för transistorn.
Om C inte ingår, avbryts denna funktion vilket resulterar i en lägre effekt för belastningen och lägre effektivitetsgrad.
Ovanstående förklarade process fortsätter när transistorn slås PÅ / AV vid en given frekvens, vilket upprätthåller boostkonverteringseffekten.
Driftlägen
En boost-omvandlare kan primärt drivas i två lägen: det kontinuerliga läget och det diskontinuerliga läget.I kontinuerligt läge får induktansströmmen aldrig nå noll under urladdningsprocessen (medan transistorn är avstängd).
Detta händer när PÅ / AV-tiden för transistorn är dimensionerad på ett sådant sätt att induktorn alltid kopplas tillbaka snabbt med ingångsförsörjningen genom den PÅ-transistorn innan den kan släppas helt över belastningen och kondensatorn C.
Detta gör att induktorn konsekvent kan producera boostspänningen med en effektiv hastighet.
I det diskontinuerliga läget kan transistoromkopplarens PÅ-timing vara så bred ifrån varandra att induktorn kan tillåtas urladdas helt och förbli inaktiv mellan transistorns PÅ-perioder, vilket skapar enorma rippelspänningar över belastningen och kondensatorn C.
Detta kan göra produktionen mindre effektiv och med fler fluktuationer.
Det bästa tillvägagångssättet är att beräkna transistorns PÅ / AV-tid som ger maximal stabil spänning över utgången, vilket innebär att vi måste se till att induktorn är optimalt kopplad så att den varken slås PÅ för snabbt, vilket kanske inte låter den urladdas optimalt och inte heller sätta på den mycket sent, vilket kan tömma den till en ineffektiv punkt.
Beräkning, induktans, ström, spänning och arbetscykel i en boost-omvandlare
Här diskuterar vi endast det kontinuerliga läget som är det bästa sättet att använda en boost-omvandlare, låt oss utvärdera beräkningarna som är involverade med en boost-omvandlare i ett kontinuerligt läge:Medan transistorn är i påkopplad fas, är ingångskällans spänning (
) appliceras över induktorn och inducerar en ström ( 
) byggas upp genom induktorn under en tidsperiod, betecknad med (t). Detta kan uttryckas med följande formel: ΔIL / Δt = Vt / L
När transistorns PÅ-tillstånd håller på att komma över och transistorn ska stängas AV, kan strömmen som ska byggas upp i induktorn ges med följande formel:
ΔIL (på) = 1 / L 0ʃDT
eller
Bredd = DT (Vi) / L.
Där D är arbetscykeln. För att förstå dess definition kan du hänvisa till vår tidigare b uck-omvandlarrelaterat inlägg
L betecknar induktansvärdet för induktorn i Henry.
Medan transistorn är i FRÅN-läge och om vi antar att dioden erbjuder minimalt spänningsfall över den och kondensatorn C tillräckligt stor för att kunna producera nästan en konstant utspänning, då är utgångsströmmen (
) kan härledas med hjälp av följande uttryck Vi - Vo = LdI / dt
De nuvarande variationerna (
) som kan inträffa över induktorn under dess urladdningsperiod (transistor från tillstånd) kan ges som: ΔIL (av) = 1 / L x DTʃT (Vi - Vo) dt / L = (Vi - Vo) (1 - D) T / L
Om vi antar att omvandlaren skulle kunna prestera med relativt stabila förhållanden, kan storleken på strömmen eller den energi som är lagrad inuti induktorn under kommuterings- (omkopplingscykeln) antas vara konstant eller i samma hastighet, kan detta uttryckas som:
E = ½ L x 2IL
Ovanstående antyder också att, eftersom strömmen under kommuteringsperioden, eller i början av PÅ-tillståndet och i slutet av AV-tillståndet bör vara identisk, bör deras resulterande värde för förändringen i den aktuella nivån vara noll, som uttryckt nedan:
ΔIL (på) + ΔIL (av) = 0
Om vi ersätter värdena för ΔIL (på) och ΔIL (av) i ovanstående formel från de tidigare härledningarna får vi:
IL (på) - ΔIL (av) = Vidt / L + (Vi - Vo) (1 - D) T / L = 0
Ytterligare förenkling av detta ger följande resultat: Vo / Vi = 1 / (1 - D)
eller
Vo = Vi / (1 - D)
Ovanstående uttryck identifierar tydligt att utspänningen i en boost-omvandlare alltid kommer att vara högre än ingångsspänningen (över hela arbetscykelområdet, 0 till 1)
Genom att blanda termerna över sidorna i ovanstående ekvation får vi ekvationen för att bestämma arbetscykeln i en arbetscykel för boost-omvandlare.
D = 1 - Vo / Vi
Ovanstående utvärderingar ger oss de olika formlerna för att bestämma de olika parametrarna som är involverade i boost-omvandlaroperationer, som effektivt kan användas för att beräkna och optimera en exakt boost-omvandlardesign.
Beräkna Boost Converter Power Stage
Följande fyra riktlinjer är nödvändiga för att beräkna Boost Converter Power Stage:
1. Ingångsspänningsområde: Vin (min) och Vin (max)
2. Minimal utspänning: Vout
3. Högsta utström: Iout (max)
4. IC-krets används för att bygga boost-omvandlaren.
Detta är ofta obligatoriskt, helt enkelt för att vissa konturer för beräkningarna borde tas som kanske inte nämns i databladet.
I händelse av att dessa begränsningar är bekanta är approximationen av effektsteget normalt
sker.
Utvärdera den högsta kopplingsströmmen
Det primära steget för att bestämma omkopplingsströmmen skulle vara att räkna ut arbetscykeln, D, för den minsta ingångsspänningen. En minsta ingångsspänning används främst för att detta resulterar i den högsta omkopplarströmmen.
D = 1 - {Vin (min) x n} / Vout ---------- (1)
Vin (min) = minsta ingångsspänning
Vout = nödvändig utspänning
n = effektiviteten hos omvandlaren, t.ex. förväntat värde kan vara 80%
Effektiviteten läggs i arbetscykelberäkningen, helt enkelt för att omvandlaren krävs för att också presentera effektförlusten. Denna uppskattning ger en mer förnuftig arbetscykel jämfört med formeln utan effektivitetsfaktorn.
Vi måste möjligen tillåta en beräknad tolerans på 80% (det kan inte vara opraktiskt för en boost
omvandlaren i värsta fall effektivitet), bör övervägas eller eventuellt hänvisa till konventionella funktioner i den valda omvandlarens datablad
Beräkning av krusningsströmmen
Den efterföljande åtgärden för att beräkna den högsta omkopplingsströmmen skulle vara att räkna ut induktorens krusningsström.
I omvandlarens datablad brukar en specifik induktor eller en rad induktorer kallas för att arbeta med IC. Därför måste vi antingen använda det föreslagna induktansvärdet för att beräkna krusningsströmmen, om inget presenteras i databladet, det som uppskattas i Induktorlistan.
S val av denna applikationsnot till Beräkna Boost Converter Power Stage.
Delta I (l) = {Vin (min) x D} / f (s) x L ---------- (2)
Vin (min) = minsta ingångsspänning
D = arbetscykel mätt i ekvation 1
f (s) = omvandlarens minsta omkopplingsfrekvens
L = föredraget induktansvärde
Därefter måste det fastställas om den föredragna IC kanske kan leverera den optimala utgången
nuvarande.
Iout (max) = [I lim (min) - Delta I (l) / 2] x (1 - D) ---------- (3)
I lim (min) = minimivärde på
aktuell begränsning av den inblandade omkopplaren (markerad i data
ark)
Delta I (l) = induktor krusningsström uppmätt i tidigare ekvation
D = arbetscykel beräknad i första ekvationen
Om det uppskattade värdet för den optimala utgångsströmmen för den bestämda IC, Iout (max) är lägre än de system som förväntas störst utström, behöver en alternativ IC med en något högre omkopplarströmstyrning verkligen användas.
Under förutsättning att det uppmätta värdet för Iout (max) troligen är en nyans mindre än det förväntade, kan du möjligen applicera den rekryterade IC med en induktor med större induktans när den fortfarande är i den föreskrivna serien. En större induktans minskar krusningsströmmen och förbättrar därför den maximala utströmmen med den specifika IC.
Om det fastställda värdet är över programmets bästa utström, räknas den största strömmen i utrustningen:
Isw (max) = Delta I (L) / 2 + Iout (max) / (1 - D) --------- (4)
Delta I (L) = induktorens krusningsström uppmätt i andra ekvationen
Iout (max), = optimal utgångsström som är nödvändig i verktyget
D = arbetscykel som uppmätt tidigare
Det är faktiskt den optimala strömmen, induktorn, den medföljande omkopplaren (erna) förutom den externa dioden krävs för att stå upp mot.
Val av induktor
Ibland innehåller datablad många rekommenderade induktansvärden. Om det är så vill du föredra en induktor med detta intervall. Ju större induktansvärde, desto högre är den maximala utströmmen främst på grund av den minskade krusningsströmmen.
Sänk induktansvärdet, nedskalat är lösningsstorleken. Var medveten om att induktorn alltid borde inkludera ett bättre strömvärde i motsats till den maximala strömmen som anges i ekvation 4 på grund av att strömmen påskyndas med sänkning av induktansen.
För element där inget induktansområde l delas ut är följande bild en tillförlitlig beräkning för lämplig induktor
L = Vin x (Vout - Vin) / Delta I (L) x f (s) x Vout --------- (5)
Vin = standardingångsspänning
Vout = föredragen utspänning
f (s) = omvandlarens minimala omkopplingsfrekvens
Delta I (L) = projicerad induktor krusningsström, observera nedan:
Induktorns krusningsström kan helt enkelt inte mätas med den första ekvationen, bara för att induktorn inte känns igen. En ljud approximation för induktorens krusningsström ls 20% till 40% av utgångsströmmen.
Delta I (L) = (0,2 till 0,4) x Iout (max) x Vout / Vin ---------- (6)
Delta I (L) = projicerad induktor krusningsström
Iout (max) = optimal effekt
ström som krävs för ansökan
Likriktardiodbestämning
För att minska förlusterna måste Schottky-dioder verkligen betraktas som ett bra val.
Den framåtström som anses nödvändig är i nivå med den maximala utströmmen:
I (f) = Iout (max) ---------- (7)
I (f) = typiskt
likriktardiodens framström
Iout (max) = optimal utström viktig i programmet
Schottky-dioder inkluderar betydligt mer toppströmvärde jämfört med normal värdering. Det är därför den ökade toppströmmen i programmet inte är ett stort problem.
Den andra parametern som ska övervakas är diodens effektförlust. Den består av att hantera:
P (d) = I (f) x V (f) ---------- (8)
I (f) = genomsnittlig framström för likriktardioden
V (f) = likriktardiodens framspänning
Inställning av utgångsspänning
De flesta omvandlare fördelar utspänningen med ett resistivt delningsnätverk (som kan vara inbyggtbör de vara stationära utgångsspänningsomvandlare).
Med den tilldelade återkopplingsspänningen, V (fb) och återkopplingsströmmen I (fb), tenderar spänningsdelaren att vara
beräknad.
Strömmen med hjälp av den resistiva avdelaren kan kanske vara ungefär hundra gånger så massiv som återkopplingsströmmen:
I (r1 / 2)> eller = 100 x I (fb) ---------- (9)
I (r1 / 2) = ström under den resistiva delaren till GND
I (fb) = återkopplingsström från databladet
Detta ökar under 1% felaktigheten i spänningsutvärderingen. Strömmen är dessutom betydligt större.
Huvudproblemet med mindre motståndsvärden är en ökad effektförlust i resistivdelaren, förutom att relevansen kan vara något förhöjd.
Med ovanstående övertygelse bearbetas motstånden enligt nedan:
R2 = V (fb) / I (r1 / 2) ---------- (10)
R1 = R2 x [Vout / V (fb) - 1] ---------- (11)
R1, R2 = resistiv delare.
V (fb) = återkopplingsspänning från databladet
I (r1 / 2) = ström på grund av den resistiva delaren till GND, etablerad i ekvation 9
Vout = planerad utspänning
Val av ingångskondensator
Det minsta värdet för ingångskondensatorn delas vanligtvis ut i databladet. Detta allra minsta värde är avgörande för stabil ingångsspänning som ett resultat av toppströmförutsättningen för en växelströmförsörjning.
Den mest lämpliga metoden är att använda keramiska kondensatorer med reducerad ekvivalent seriemotstånd (ESR).
Det dielektriska elementet måste vara X5R eller högre. Annars kan kondensatorn tappa bort det mesta av sin kapacitans på grund av DC-förspänning eller temperatur (se referenser 7 och 8).
Värdet skulle faktiskt kunna höjas om ingångsspänningen kanske är bullrig.
Val av utgångskondensator
Den bästa metoden är att lokalisera små ESR-kondensatorer för att minska krusningen på utspänningen. Keramiska kondensatorer är rätt typer när det dielektriska elementet är av X5R-typ eller mer effektivtOm omvandlaren bär extern kompensation kan någon typ av kondensatorvärde över det förespråkade minsta i databladet tillämpas, men på något sätt måste kompensationen behöva ändras för den valda utgångskapacitansen.
Med internt kompenserade omvandlare måste de rekommenderade induktans- och kondensatorvärdena användas, eller informationen i databladet för anpassning av utgångskondensatorerna kan antas med förhållandet L x C.
Med sekundär kompensation kan följande ekvationer vara till hjälp för att reglera utgångskondensatorvärdena för en planerad utspänningsriffel:
Cout (min) = Iout (max) x D / f (s) x Delta Vout ---------- (12)
Cout (min) = minsta utgångskapacitans
Iout (max) = optimal utgångsström för användningen
D = arbetscykel utarbetad med ekvation 1
f (s) = omvandlarens minsta omkopplingsfrekvens
Delta Vout = ideal utgångsspänning
ESR för utgångskondensatorn ökar ett streck mer krusning, fördelat med ekvationen:
Delta Vout (ESR) = ESR x [Iout (max) / 1 -D + Delta I (l) / 2] ---------- (13)
Delta Vout (ESR) = alternativ utgångsspänningsrippel till följd av kondensatorer ESR
ESR = motsvarande seriemotstånd för den använda utgångskondensatorn
Iout (max) = största utström för användningen
D = arbetscykel räknat ut i första ekvationen
Delta I (l) = induktorrippelström från ekvation 2 eller ekvation 6
Ekvationer för att utvärdera kraftsteget för en Boost Converter
Maximal arbetscykel: D = 1 - Vin (min) x n / Vout ---------- (14)
Vin (min) = minsta ingångsspänning
Vout = förväntad utspänning
n = effektiviteten hos omvandlaren, t.ex. beräknad 85%
Spolarippelström:
Delta I (l) = Vin (min) x D / f (s) x L ---------- (15)
Vin (min) = minsta ingångsspänning
D = arbetscykel fastställd i ekvation 14
f (s) = omvandlarens nominella omkopplingsfrekvens
L = specificerat induktansvärde
Maximal utström för den nominerade IC: n:
Iout (max) = [Ilim (min) - Delta I (l)] x (1 - D) ---------- (16)Ilim (min) = det minsta värdet för den aktuella gränsen för den integrerade häxan (erbjuds i databladet)
Delta I (l) = Induktor krusningsström etablerad i ekvation 15
D = arbetscykel uppskattad i ekvation 14
Applikationsspecifik maxström:
Isw (max) = Delta I (l) / 2 + Iout (max) / (1 - D) ---------- (17)Delta I (l) = induktorens krusningsström uppskattad i ekvation 15
Iout (max), = högsta möjliga utström som krävs i verktyget
D = arbetscykel räknat ut i ekvation 14
Induktans approximation:
L = Vin x (Vout - Vin) / Delta I (l) x f (s) x Vout ---------- (18)Vin = gemensam ingångsspänning
Vout = planerad utspänning
f (s) = omvandlarens minsta omkopplingsfrekvens
Delta I (l) = projicerad induktor krusningsström, se ekvation 19
Induktor Ripple Current Valuation:
Delta I (l) = (0,2 till 0,4) x Iout (max) x Vout / Vin ---------- (19)Delta I (l) = projicerad induktor krusningsström
Iout (max) = högsta utström som är viktig i användningen
Typisk framström för likriktardiod:
I (f) = Iout (max) ---------- (20)
Iout (max) = optimal utström lämplig i verktyget
Effektförlust i likriktardiod:
P (d) = I (f)
x V (f) ---------- (21)
I (f) = typisk framström för likriktardioden
V (f) = likriktardiodens framspänning
Ström genom att använda Resistive Divider Network för positionering av utspänning:
I (r1 / 2)> eller = 100 x I (fb) ---------- (22)I (fb) = återkopplingsström från databladet
Värde på motstånd mellan FB-stift och GND:
R2 = V (fb) / I (r1 / 2) ---------- (23)
Värde på motstånd mellan FB-stift och Vout:
R1 = R2 x [Vout / V (fb) - 1] ---------- (24)
V (fb) = återkopplingsspänning från databladet
I (r1 / 2) = ström
på grund av den resistiva delaren till GND, räknat ut i ekvation 22
Vout = eftertraktad utspänning
Minsta uteffekt, annars tilldelad i databladet:
Cout (min) = Iout (max) x D / f (s) x Delta I (l) ---------- (25)
Iout (max) = högsta möjliga utgångsström för programmet
D = arbetscykel räknat ut i ekvation 14
f (s) = omvandlarens minsta omkopplingsfrekvens
Delta Vout = förväntad utgångsspänning
Överskridande utspänningsriffel på grund av ESR:
Delta Vout (esr) = ESR x [Iout (max) / (1 - D) + Delta I (l) / 2 ---------- (26)
ESR = parallell seriemotstånd hos den använda utgångskondensatorn
Iout (max) = optimal utgångsström för användningen
D = arbetscykel bestämd i ekvation 14
Delta I (l) = induktor ringström från ekvation 15 eller ekvation 19
Tidigare: Gör denna elektriska skoter / Rickshaw-krets Nästa: Beräkna induktorer i Buck Boost-omvandlare
